電力電子技術(shù)課件

1、V-M系統(tǒng)本質(zhì)上是帶R、L、E負載的晶閘管可控整流電路，關(guān)于它的電路原理、電壓和電流波形、機械特性等問題，都已在“電力電子技術(shù)”課程中講授。為了承上啟下，本節(jié)按照分析和設計直流調(diào)速系統(tǒng)的需要，重點歸納V-M系統(tǒng)的幾個重要問題：1.觸發(fā)脈沖相位控制；2.電流脈沖及其波形的連續(xù)與斷續(xù)；3. 抑制電流脈動的措施；4. V-M系統(tǒng)的機械特性；5. 晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)和傳遞函數(shù)。Ud0E在圖1-3的V-M系統(tǒng)中，調(diào)節(jié)控制電壓Uc，從而移動觸發(fā)裝置GT輸出脈沖的相位，即可方便地改變可控整流器VT輸出瞬時電壓ud的波形，以及輸出平均電壓Ud的數(shù)值。如果把整流裝置內(nèi)阻Rrec移到裝置外邊，看成是其

2、負載電路電阻的一部分，那么，整流電壓便可以用其理想空載瞬時值ud0和平均值Ud0來表示，相當于用圖1-7的等效電路代替圖1-3實際的整流電路。 圖1-7 V-M系統(tǒng)主電路的等效電路圖這時，瞬時電壓平衡方程式可寫作 （1-3）式中 E 電動機反電動勢(V)；id 整流電流瞬時值(A)；L 主電路總電感(H)；R 主電路等效電阻()；R = Rrec + Ra + RL； Rrec整流裝置內(nèi)阻，包括整流器內(nèi)部的電阻、整流器件正向壓降所對應的電阻整流變壓器漏抗換相壓降的電阻；Ra電動機電樞電阻RL平波電抗器電阻。對ud0進行積分，即得理想空載整流電壓平均值Ud0。用觸發(fā)脈沖的相位角a控制整流電壓的平

3、均值Ud0是晶閘管整流器的特點。Ud0與觸發(fā)脈沖相位角a的關(guān)系因整流電路的形式而異，對于一般的全控整流電路，當電流波形連續(xù)時，Ud0 = f (a) 可用下式表示 （1-4）式中a從自然換相點算起的觸發(fā)脈沖控制角；Um a = 0 時的整流電壓波形峰值；m交流電源一周內(nèi)的整流電壓脈波數(shù)；對于不同的整流電路，它們的數(shù)值如表1-1所示。表1-1 不同整流電路的整流電壓值U2是整流變壓器二次側(cè)額定相電壓的有效值。由式（1-4）可知，當 0 < a < p/2 時，Ud0 > 0 ，晶閘管裝置處于整流狀態(tài)，電功率從交流側(cè)輸送到直流側(cè)；當p/2 < a < amax時，Ud

4、0 < 0 ，裝置處于有源逆變狀態(tài)，電功率反向傳送。圖1-8繪出了相控整流器的電壓控制曲線，其中有源逆變狀態(tài)最多只能控制到某一個最大的移相角amax，而不能調(diào)到，以免逆變顛覆。圖1-8 相控整流器的電壓控制曲線 O1.2.2 電流脈動及其波形的連續(xù)與斷續(xù)整流電路的脈波數(shù)m=2，3，6，其數(shù)目總是有限的，一般比直流電機每對極下?lián)Q向片的數(shù)目要少得多。因此，輸出電壓波形不可能想直流發(fā)電機那樣平直，除非主電路電感L=，否則輸出電流總是有脈動的。由于電流波形的脈動，可能出現(xiàn)電流連續(xù)和斷續(xù)兩種情況，這是V-M系統(tǒng)不同于G-M系統(tǒng)的又一個特點。當V-M系統(tǒng)主電路有足夠大的電感量，而且電動機的負載也足夠

5、大時，整流電流便具有連續(xù)的脈動波形。如圖1-9a所示。當電感量較小或負載較輕時，在某一相導通后電流升高的階段里，電感中的儲能較少；等到電流下降而下一相尚未被觸發(fā)以前，電流已經(jīng)衰減到零，于是，便造成電流波形斷續(xù)的情況。如圖1-9b所示。電流波形的斷續(xù)給用平均值描述的系統(tǒng)帶來一種非線性的因素，也引起機械特性的非線性，影響系統(tǒng)的運行性能，因此，實際應用中常希望盡量避免發(fā)生電流斷續(xù)。1.2.3 抑制電流脈動的措施在V-M系統(tǒng)中，脈動電流會增加電機的發(fā)熱，同時也產(chǎn)生脈動的轉(zhuǎn)矩，對生產(chǎn)機械不利，同時也增加電機的發(fā)熱。為了避免或減輕這種影響，須采用抑制電流脈動的措施，主要是：1）增加整流電路相數(shù)或采用多重化

6、技術(shù)。2）設置平波電抗器；平波電抗器的電感量一般按低速輕載時保證電流連續(xù)的條件來選擇。通常首先給定最小電流Idmin(以A為單位)，再利用它計算所需的總電感量（以mH為單位），減去電樞電感，即得平波電抗應有的電感值。對于單相橋式全控整流電路，總電感量的計算公式為（1-5）三相半波整流電路 （1-6）三相橋式整流電路 （1-7）一般取Idmin為電動機額定電流的5%-10%。1.2.4 晶閘管-電動機系統(tǒng)的機械特性當電流連續(xù)時，V-M系統(tǒng)的機械特性方程式為 （1-8）式中Ce = KeFN電機在額定磁通下的電動勢系數(shù)。式（1-8）等號右邊Ud0表達式的適用范圍如第節(jié)中所述。改變控制角a，得一族平

7、行直線，這和G-M系統(tǒng)的特性很相似，如圖1-10所示。（圖1-10）電流連續(xù)時V-M系統(tǒng)的機械特性圖中電流較小的部分畫成虛線，表明這時電流波形可能斷續(xù)，公式（1-8）已經(jīng)不適用了。上述結(jié)論說明，只要電流連續(xù)，晶閘管可控整流器就可以看成是一個線性的可控電壓源。當電流斷續(xù)時，由于非線性因素，機械特性方程要復雜得多。以三相半波整流電路構(gòu)成的V-M系統(tǒng)為例，電流斷續(xù)時機械特性須用下列方程組表示（1-9）（1-10） 式中阻抗角；q 一個電流脈波的導通角。當阻抗角j值已知時，對于不同的控制角a，可用數(shù)值解法求出一族電流斷續(xù)時的機械特性。（應注意：當a</3時，特性略有差異，詳見參考文獻1,6）對于

8、每一條特性，求解過程都計算到q = 2p/3為止，因為q角再大時，電流便連續(xù)了。對應于q = 2p/3 的曲線是電流斷續(xù)區(qū)與連續(xù)區(qū)的分界線。圖1-11 完整的V-M系統(tǒng)機械特性圖1-11繪出了完整的V-M系統(tǒng)機械特性，其中包含了整流狀態(tài)（a<90°）和逆變狀態(tài)（a>90°）電流連續(xù)區(qū)和電流斷續(xù)區(qū)。由圖可見：當電流連續(xù)時，特性還比較硬；斷續(xù)段特性則很軟，而且呈顯著的非線性，理想空載轉(zhuǎn)速翹得很高。 一般分析調(diào)速系統(tǒng)時，只要主電路電感足夠大，可以近似的只考慮連續(xù)段，即用連續(xù)特性及其延長線（圖中用虛線表示）作為系統(tǒng)的特性。對于斷續(xù)特性比較顯著的情況，這樣做距實際較遠，可

9、以改用另一段較陡的直線來逼近連續(xù)段特性，如圖1-12所示。這相當于把總電阻R換成一個更大的等效電阻，其數(shù)值可以從實測特性上計算出來，嚴重時可達實際電阻R的幾十倍。Uc(s)Ud0(s)Uc(s)Ud0(a) 準確的（b） 近似的圖1-15 晶閘管觸發(fā)與整流裝置動態(tài)結(jié)構(gòu)圖ssss圖1-13 晶閘管觸發(fā)與整流裝置的輸入-輸出特性和Ks的測定1.2.5 晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)和傳遞函數(shù)在進行調(diào)速系統(tǒng)的分析和設計時，可以把晶閘管觸發(fā)和整流裝置當做系統(tǒng)中的一個環(huán)節(jié)來看待。應用線性控制理論呢時，需求出這個環(huán)節(jié)的放大系數(shù)和傳遞函數(shù)。 實際的觸發(fā)電路和整流電路都是非線性的，只能在一定但能工作范圍內(nèi)近似

10、看成線性環(huán)節(jié)。如有可能，最好先用實驗方法測出該環(huán)節(jié)的輸入輸出特性，即曲線，圖1-13所示是采用鋸齒波觸發(fā)器移向時的特性。設計時，希望整個調(diào)速范圍的工作點都落在特性的近似線性范圍之中，并有一定的調(diào)節(jié)余量。這時，晶閘管觸發(fā)和整流裝置的放大系數(shù)可由工作范圍內(nèi)的特性斜率決定，計算方法是 如果不可能實測特性，只好根據(jù)裝置的參數(shù)估算。例如，當觸發(fā)電路控制電壓Uc的調(diào)節(jié)范圍010V是，對應的整流電壓Ud的變化范圍是0220V時，可取。 在動態(tài)過程中，可把晶閘管觸發(fā)與整流裝置看成是一個純滯后環(huán)節(jié)，其滯后效應是由晶閘管的失控時間引起的。眾所周知，晶閘管一旦導通后，控制電壓的變化在該器件關(guān)斷以前就不再起作用，直到

11、下一相觸發(fā)脈沖來到時才能使輸出整流電壓發(fā)生變化，這就造成整流電壓滯后于控制電壓的狀況。 下面以單相全波純電阻負載整流波形為例來討論上述的滯后作用以及滯后時間的大?。ㄈ鐖D1-14所示）。假設在t1時刻某一對晶閘管被觸發(fā)導通，控制角為1，如果控制電壓Uc在t2時刻發(fā)生變化，由Uc1突降到Uc2，但由于晶閘管已經(jīng)導通，Uc的變化對它已經(jīng)起不到作用，整流電壓并不會立即響應，必須等到t3時刻該器件關(guān)斷以后，觸發(fā)脈沖才有可能控制另一對晶閘管。設新的控制電壓Uc2對應的控制角為2，則另一對晶閘管在t4時刻才能導通，平均整流電壓因而降低。假設平均整流電壓是從自然換相點開始計算的，則平均整流電壓在t3時刻從Ud

12、01降低到Ud02，從Uc發(fā)生變化的時刻t2到Ud0響應變化的時刻t3之間，便有一段失控時間Ts。應當指出，如果有電感作用使電流連續(xù)，則t3到t4重合，但失控時間仍然存在。顯然，失控制時間Ts是隨機的，它的大小隨Uc發(fā)生變化的時刻而改變，最大可能的失控時間就是兩個相鄰自然換相點之間的時間，與交流電源頻率和整流電路形式有關(guān)，由下式確定 (1-13)其中 交流電流頻率(Hz)； 一周內(nèi)整流電壓的脈沖波數(shù)。 相對于整個系統(tǒng)的響應時間來說，Ts 是不大的，在一般情況下，可取其統(tǒng)計平均值 ，并認為是常數(shù)。也有人主張按最嚴重的情況考慮，取。表1-2列出了不同整流電路的失控時間。表1-2 各種整流電路的失控

13、時間（）若用單位階躍函數(shù)表示滯后，則晶閘管觸發(fā)與整流裝置的輸入-輸出關(guān)系為利用按拉氏變換的位移定理，則晶閘管裝置的傳遞函數(shù)為（1-13） 由于式（1-13）中包含指數(shù)函數(shù)，它使系統(tǒng)成為非最小相位系統(tǒng)，分析和設計都比較麻煩。為了簡化，先將該指數(shù)函數(shù)按臺勞級數(shù)展開，則式（1-13）變成 （1-14）考慮到Ts 很小，可忽略高次項，則傳遞函數(shù)便近似成一階慣性環(huán)節(jié)（推導見附錄1）。 （1-15） 其動態(tài)結(jié)構(gòu)框圖1-15。Uc(s)Ud0(s)Uc(s)Ud0(s)(a) 準確的（b） 近似的圖1-15 晶閘管觸發(fā)與整流裝置動態(tài)結(jié)構(gòu)圖ssss1.3 直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)的主要問題 自從全控型電力電子器件問世

14、以后，就出現(xiàn)了采用脈沖寬度調(diào)制的高頻開關(guān)控制方式，形成了脈寬調(diào)制變換器-直流電動機調(diào)速系統(tǒng)，簡稱直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)，或直流PWM調(diào)速系統(tǒng)。與V-M系統(tǒng)相比，PWM系統(tǒng)在很多方面有較大的優(yōu)越性：1）主電路線路簡單，需用的功率器件少。2）開關(guān)頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都小。3）低速性能好，穩(wěn)速精度高，調(diào)速范圍寬，可達1:10000左右。4）若與快速響應的電動機配合，則系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應快， 動 態(tài)抗擾能力強。5） 功率開關(guān)器件工作在開關(guān)狀態(tài)，導通損耗小，當開關(guān)頻率適 當時，開關(guān)損耗也不大，因而裝置效率較高。6） 直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。由于有上述優(yōu)點，

15、直流PWM調(diào)速系統(tǒng)的應用日益廣泛，特別是在中、小容量的高動態(tài)性能系統(tǒng)中，已經(jīng)完全取代了V-M系統(tǒng)。鑒于“電力電子技術(shù)”課程中涉及全控型器件及其控制、保護與應用技術(shù)，本節(jié)只著重歸納直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)的下列問題：PWM變換器的工作狀態(tài)和電壓、電流波形；直流PWM調(diào)速系統(tǒng)的機械特性；PWM控制與變換器的數(shù)學模型；電能回饋與泵升電壓的限制。1.3.1 PWM變換器的工作狀態(tài)和電壓、 電流波形PWM變換器的作用是：用PWM調(diào)制的方法，把恒定的直流電源電壓調(diào)制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調(diào)節(jié)電機轉(zhuǎn)速。PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆兩大類，下面分別闡

16、述其工作原理。1. 不可逆PWM變換器如圖1-16a所示是簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng)主電路原理圖，其中功率開關(guān)器件為IGBT（或用其他任意一種全控型開關(guān)器件），這樣的電路又稱直流降壓斬波器。1.3.1 PWM變壓器的工作狀態(tài)和電壓、電流波形脈寬調(diào)制變換器的作用是：用脈沖寬度調(diào)制的方法，把恒定的直流電源電壓調(diào)制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓序列，從而可改變平均輸出電壓的大小，以調(diào)節(jié)電機轉(zhuǎn)速。PWM變壓器電路由多種形式，可分為不可逆與可逆兩大類，下面分別闡述其工作原理。1. 不可逆PWM變換器 圖1-16a所示是簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng)主電路原理圖，其中功率開關(guān)器件為

17、IGBT（或用其他任意一種全控型開關(guān)器件），這樣的電路又稱直流降壓斬波器。 VT的控制極由脈寬可調(diào)的脈沖電壓序列Ug驅(qū)動。在一個開關(guān)周期內(nèi)，當0t<ton時,Ug為正，VT導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端；tont<T時,Ug為負，VT關(guān)斷，電樞失去電源，經(jīng)VD續(xù)流。這樣，電機兩端得到的平均電壓為 (1-16)改變占空比(01)即可調(diào)節(jié)電機的轉(zhuǎn)速。若令為PWM電壓系數(shù)，則在不可逆 PWM 變換器g (1-17)圖1-16b中會出了穩(wěn)定時電樞兩端的電壓波形ud=f(t)和平均電壓Ud。由于電磁慣性，電樞電流id=f(t)的變化幅值比電壓波形小，但仍舊是脈動的，平均值等于負載電

18、流IdL=TL/Cm。圖中還繪制了電動機的反電勢E，由于PWM變換器的開關(guān)頻率高，電流的脈動幅值不大，再影響到轉(zhuǎn)速和反電動勢，其波動就更小，一般可以忽略不計。 在簡單的不可逆電路中電流不能反向，因而沒有制動能力，只能單象限運行。需要制動時，必須為反向電流提供通路，如圖1-17a所示的雙管交替開關(guān)電路。當VT1 導通時，流過正向電流 +id ，VT2 導通時，流過-id 。應注意，這個電路還是不可逆的，只能工作在第一、二象限， 因為平均電壓 Ud并沒有改變極性。 圖1-17a所示電路的電壓和電流波形有三種不同情況，分別示于圖b、c和d。無論何種狀態(tài)，功率開關(guān)器件VT1和VT2 的驅(qū)動電壓都是大小

19、相等的，即Ug1=-Ug2。在一般電動狀態(tài)中，id始終為正值（其正方向示于圖1-17a中）。設ton為VT1的導通時間，則當0t<ton時，Ug1為正，VT1導通，Ug2為負，VT2 關(guān)斷。此時，電源電壓Us加到電樞兩端，電流id沿圖a中的回路1流通。在tont<T 時，Ug1和Ug2都改變極性，VT1關(guān)斷，但VT2 卻不能立即導通，因為id沿回路2經(jīng)二極管VD2續(xù)流，在VD2兩端產(chǎn)生的壓降（其極性見圖1-17a）給VT2施加反壓，使它失去導通的可能。因此，實際上是由VT1和VD2交替導通，雖然電路中多了一個功率開關(guān)器件VT2，但并沒有被用上。一般電動狀態(tài)的電壓和電流波形（如圖1-

20、17b）也就和簡單的不可逆電路波形。（見圖1-16）完全一樣。圖1-16 圖1-17a 有制動電流通路的不可逆PWM變換器圖1-17在制動狀態(tài)中，id為負值， VT2就發(fā)揮作用了。這種情況發(fā)生在電力運行過程中需要降速的時候。這時，先減小控制電壓，使Ug1的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使平均電樞電壓Ud降低，但是，由于機電慣性，轉(zhuǎn)速和反電動勢還來不及變化，因而造成E>Ud，很快使電流id反向，VD2截止，在tont<T時，Ug2變正，于是VT2導通，反向電流沿回路3流通，產(chǎn)生能耗制動作用。Tt<T+ton（即下一周期的0t<Ton）時，VT2關(guān)斷，-id沿回路4經(jīng)VD1續(xù)

21、流，向電源回饋制動，與此同時，VD1兩端壓降鉗住VT1使它不能導通。在制動狀態(tài)中，VT2和VD1輪流導通，而VT1始終是關(guān)斷的，此時的電壓和電流波形如圖1-17c所示。表1-3歸納了不同工作狀態(tài)下的導通器件和電流id的回路與方向。有一種特殊情況，即輕載電動狀態(tài)，這是平均電流較小，以致在VT1關(guān)斷后id經(jīng)VD2續(xù)流時，還沒有達到周期,電流已經(jīng)衰減到零，即圖1-17d中tonT期間的t=t2時刻，這時VD2兩端電壓也降為零，VT2便提前導通了，使電流反向，產(chǎn)生局部時間的制動作用。這樣，輕載時，電流可在正負方向之間脈動，平均電流等于負載電流，一個周期分成四個階段，見圖1-17d和表1-3。表1-32

22、. 橋式可逆PWM變換器可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，如圖1-18所示。這時，電動機M兩端電壓UAB的極性隨開關(guān)器件驅(qū)動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，這里只著重分析最常用的雙極式控制的可逆PWM變換器。雙極式控制可逆PWM變換器的4個驅(qū)動電壓波形如圖1-19所示它們的關(guān)系是：Ug1=Ug4=-Ug2=-Ug3。在一個開關(guān)周期內(nèi)，當0t<ton時，UAB=Ug，電樞電流id沿回路1流通；當tont<T時，驅(qū)動電壓反向，id沿回路2經(jīng)二極管續(xù)流，UAB=-Ug。因此UAB在一個周期內(nèi)具有正負相間的脈沖波形，這是雙

23、極式脈沖的由來。圖1-18圖1-19 圖1-19也繪出了雙極式控制時的輸出電壓和電流波形。id1相當于一般負載的情況，脈動電流的方向始終為正；id2相當于輕載情況，電流可在正負方向之間脈動，但平均值仍為正，等于負載電流。在不同情況下，器件的導通、電流的方向與回路都和有制動電流通路的不可逆PWM變換器（見圖1-17）相似。電動機的正反轉(zhuǎn)則體現(xiàn)驅(qū)動電壓正、負脈沖寬窄上。當正脈沖較寬時，則UAB的平均值為正，電動機正轉(zhuǎn)，反之則反轉(zhuǎn)；如果正負脈沖相等，平均輸出電壓為零，則電動機停止。圖1-19所示的波形是電動機正轉(zhuǎn)是的情況。 雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓為 (1-18)若占空比和電壓系數(shù)的

24、定義的定義與不可逆變換器中相同，則在雙極式控制的可逆變換器中 (1-19)就和不可逆變換器中的關(guān)系不一樣了。調(diào)速時，的可調(diào)范圍為01，相應地，。當時，為正，電動機正轉(zhuǎn)；當時，為負，電動機反轉(zhuǎn)；當時，電動機停止。但電動機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈沖相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的，這個交變電流的平均值為零，不產(chǎn)生平均轉(zhuǎn)矩，突然增大電動機的損耗，這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電動機停止時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜摩擦死區(qū)，起著所謂“動力潤滑”的作用。1） 電流一定連續(xù)。2） 可使電動機在四象限運行。3） 電動機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)。4） 低速平

25、穩(wěn)性好，系統(tǒng)的調(diào)速范圍可達1:20000左右。5） 低速時，每個開關(guān)器件的驅(qū)動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通。雙極式控制方式的不足之處是：在工作的工程中，4個開關(guān)器件可能都處于開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗大，而且在切換時可能發(fā)生上、下橋臂直通的事故，為了防止直通，在上、下橋臂的驅(qū)動脈沖之間，應設置邏輯延時。為了克服上述缺點，可采用單極式控制，使部分器件處于常通或常斷狀態(tài)，以減少開關(guān)次數(shù)或開關(guān)損耗，提高可靠性，但心痛的靜、動態(tài)性能會略有降低。關(guān)于單極式控制，課參見參考文獻2,7。 直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)的機械特性由于采用了脈寬調(diào)制，嚴格地說，即使在穩(wěn)態(tài)情況下，脈寬調(diào)速系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速也都是脈動的。所謂穩(wěn)態(tài)

26、，是指電動機的平均電磁轉(zhuǎn)矩與負載轉(zhuǎn)矩相平衡的狀態(tài)，機械特性是平均轉(zhuǎn)速與平均轉(zhuǎn)矩（電流）的關(guān)系。在中小容量的脈寬調(diào)速系統(tǒng)中，IGBT已經(jīng)得到普遍的應用，其開關(guān)頻率一般在10kHz左右，這時，最大電流脈沖動量在額定電流的5%以下，轉(zhuǎn)速脈動量不到額定空載轉(zhuǎn)速的萬分之一，可以忽略不計。采用不同形式的PWM變換器，系統(tǒng)機械特性也不一樣。對于帶制動電流通路的不可逆電路和雙極式控制的可逆電路，電流的方向是可逆的，無論是重載還是輕載，電流波形都是連續(xù)的，因而機械特性關(guān)系式比較簡單，下面就分析這種情況。對于帶制動電流通路的不可逆電路（見圖1-17），電壓平衡方程式分兩個階段 (1-20) (1-21)式中的R、

27、L分別為電樞電路的電阻和電感。對于雙極式控制的可逆電路（見圖1-18），只是將式（1-21）中電源電壓由0改為，其他均不變，即 (1-22) (1-23)按電壓方程求一個周期內(nèi)的平均值，即可導出機械特性方程式。無論是上述哪一種情況，電樞兩端在一個周期內(nèi)的平均電壓都是，只是與占空比的關(guān)系不同，分別為式（1-17）和式（1-19）。平均電流和轉(zhuǎn)矩分別用Id和Te表示，平均轉(zhuǎn)速n=ECe，而電樞電感壓降的平均值在穩(wěn)態(tài)時應為零。于是，無論是上述哪一組電壓方程，其平均值方程都可寫成 （1-24）則機械特性方程式為 （1-25）或用轉(zhuǎn)矩表示， （1-26）式中，電機在額定磁通下的轉(zhuǎn)矩系數(shù)，;理想空載轉(zhuǎn)速，

28、與電壓系數(shù)成正比，圖1-20所示為第一、二象限的機械特性，它適用于帶制動作用的不可逆電路，雙極式控制可逆電路的機械特性與此相仿，只是擴展到第三、四象限了。對于電動機在同一方向旋轉(zhuǎn)時電流不能反向的電路，輕載時會出現(xiàn)電流斷續(xù)現(xiàn)象，把平均電壓抬高，在理想空載時，理想空載轉(zhuǎn)速會翹到。nId , TeOn0s0s0s0sId , Ter = 1r r r 1-201-211.3.3 PWM控制與變換器的數(shù)學模型無論哪一種PWM變換器電路，其驅(qū)動電壓都由PWM控制器發(fā)出，PWM控制器可以是模擬式的，也可以是數(shù)字式的，都已在“電力電子技術(shù)”課程中介紹。圖1-21所示為PWM控制器和變換器的框圖。PWM控制與

29、變換器的動態(tài)數(shù)學模型和晶閘管觸發(fā)與整流裝置基本一致。按照上述對PWM變換器工作原理和波形的分析，不難看出，當控制電壓Uc改變時，PWM變換器輸出平均電壓Ud按現(xiàn)行規(guī)律變化，但其響應會有延遲，最大的時延是一個開關(guān)周期T。因此，PWM控制與變換器（簡稱PWM裝置）也可以看成是一個滯后環(huán)節(jié)，其傳遞函數(shù)可以寫成 （1-27）式中-PWM裝置的放大系數(shù)；-PWM裝置的延遲時間，由于PWM裝置的數(shù)學模型與晶閘管一致，在控制系統(tǒng)中的作用也一樣，因此和都采用相同的符號。當開關(guān)頻率為10kHz食物，T=0.1ms，在一般的電力拖動控制系統(tǒng)中，時間常數(shù)這么小的滯后環(huán)節(jié)可以近似看成一個一階慣性環(huán)節(jié)，因此 （1-28

30、）與晶閘管裝置傳遞函數(shù)完全一致。但必須注意，式（1-28）是近似的傳遞函數(shù)，實際上PWM變換器不是一個線性環(huán)節(jié)，而是具有繼電特性的非線性環(huán)節(jié)。繼電控制系統(tǒng)在一定條件下會產(chǎn)生自激震蕩，這是采用線性控制理論的傳遞函數(shù)不能分析出來的。如果在實際系統(tǒng)中遇到這類問題，簡單的解決辦法是改變調(diào)節(jié)器或控制器的結(jié)構(gòu)和參數(shù)，如果這樣做不能奏效，可以在系統(tǒng)某一處施加高頻的周期信號，人為地造成高頻強制震蕩，抑制系統(tǒng)中的自激震蕩，并使繼電環(huán)節(jié)的特性線性化。1.3.4 電能回饋與泵升電壓的限制 圖1-22所示是橋式可逆直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖(IGBT的吸收電路略去未畫)。PWM變換器的直流電源通常由交流電網(wǎng)經(jīng)不可

31、控的二極管整流器產(chǎn)生，并采用大電容C濾波，以獲得恒定的直流電壓Us，電容C同時對感性負載的無功功率起儲能緩沖作用。由于電容容量較大，突加電源時相當于短路，勢必產(chǎn)生很大的充電電流，容易損壞整流二極管。為了限制充電電流，在整流器和濾波電容之間串入限流電阻R0（或電抗），合上電源以后，延時用開關(guān)將R0，以免在運行中造成附加損耗。 濾波電容器往往在PWM裝置的體積和重量重占有不小的份額，因此電容器容量的選擇是PWM裝置設計中的重要問題。濾波電容的計算方法可以在一般電工手冊中查到，但對用。由于直流電源靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電機制動時只好對濾波電容充電，這將使電容兩端電壓升高，稱作“泵升電壓

32、”。假設電壓由Us提高到Usm，則電容儲能由增加到，儲能的增量應該等于運動系統(tǒng)在制動時釋放的全部動能Ad，于是 按制動儲能要求選擇的電容量應為 （1-29） 電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓Usm，因此電容量就不可能很小，一般幾千瓦的調(diào)速系統(tǒng)所需的電容量達到數(shù)千微法。在大容量或負載有較大慣量的系統(tǒng)中，不可能只靠電容器來限制泵升電壓，這時，可以采用圖1-22中的鎮(zhèn)流電阻Rb來消耗掉部分動能。Rb的分流電路靠開關(guān)器件VTb在泵升電壓達到允許數(shù)值時接通。1-22任何一臺需要控制轉(zhuǎn)速的設備，其生產(chǎn)工藝對調(diào)速性能都有一定的要求。例如，最高轉(zhuǎn)速與最低速之間的范圍，是有級調(diào)速還是無級調(diào)速，在穩(wěn)態(tài)運行時允

33、許轉(zhuǎn)速波動的大小，從正轉(zhuǎn)運行變到反轉(zhuǎn)運行的時間間隔，突加或突減負載時允許的轉(zhuǎn)速波動，運行停止時要求的定位精度等等。歸納起來，對于調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速控制的要求有一下三個方面： 1）調(diào)速。在一定的最高轉(zhuǎn)速和最低轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)，分檔地（有級）或平滑地（無級）調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速。 2) 穩(wěn)速。以一定的精度在所需轉(zhuǎn)速上穩(wěn)定運行，在各種干擾下不允許有過大的轉(zhuǎn)速波動，以確保產(chǎn)品質(zhì)量。 3）加、減速。頻繁起、制動的設備要求加、減速盡量快，以提高生產(chǎn)率；不宜經(jīng)受劇烈速度變化的機械則要求起、制動盡量平穩(wěn)。 為了進行定量的分析，可以針對前兩項要求定義兩個調(diào)速指標，叫做“調(diào)速范圍”和“靜差率”。這兩個指標合稱調(diào)速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能指標。1. 調(diào)速范圍 生產(chǎn)機械要求電動機提供的最高轉(zhuǎn)速nmax和最低轉(zhuǎn)速nmin之比叫做調(diào)速范圍