網(wǎng)絡(luò)阻抗測試儀

1、目錄一、方案論證與比較 (21.1 信號源選擇部分方案論證 (21.2信號源調(diào)理部分方案論證 (31.2.1 有源低通濾波 (31.2.2放大電路 (31.3I/V變換電路模塊方案論證 (31.4阻抗模測量模塊方案論證 (41.5阻抗角測量部分方案論證 (41.6綜合控制部分方案論證 (5二、分析計算 (52.1阻抗模 (52.2阻抗角 (62.3諧振點 (62.4被測網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的判斷和計算 (62.4.1 元件類型判斷 (62.4.2 元件串、并聯(lián)判斷 (62.4.3 元件參數(shù)的計算 (7三、系統(tǒng)設(shè)計 (73.1總體設(shè)計框圖 (73.2單元電路設(shè)計 (83.2.1 DDS產(chǎn)生信號源電路設(shè)計 (

2、83.2.2 信號源濾波及放大電路設(shè)計 (93.2.3 I/V轉(zhuǎn)化電路設(shè)計 (93.2.4峰值檢波模塊電路設(shè)計 (93.2.5比較器電路設(shè)計 (103.2.6電源電路設(shè)計 (103.2.7 MSP430和CPLD電路設(shè)計 (11四、軟件系統(tǒng)流程圖 (12五、系統(tǒng)測試 (135.1測試原理與方法 (155.2使用儀器 (165.3測試數(shù)據(jù)結(jié)果 (165.4數(shù)據(jù)誤差分析 (175.5總結(jié) (18六、參考文獻 (18網(wǎng)絡(luò)阻抗測試儀摘要:本方案采用MSP430單片機作為主控。利用DDS芯片AD9851、運放電路、矩陣鍵盤,設(shè)計了一個輸出幅度2V±0.1V(Vpp、頻率1kHz200kHz、可

3、步進顯示的正弦信號作為標準輸入信號,設(shè)定固定頻率或掃頻信號輸入到被測未知R、L、C網(wǎng)絡(luò),經(jīng)過I-V轉(zhuǎn)換電路后,通過有效值轉(zhuǎn)換芯片AD637和24位高精度A/D 轉(zhuǎn)換芯片測量輸出電壓值,換算阻抗。阻抗角的測量是將原輸入信號和經(jīng)由被測網(wǎng)絡(luò)后輸出的一組測量信號分別經(jīng)過由TL3016構(gòu)建成的具有遲滯特性的過零比較器整形為方波,通過可編程邏輯器件(CPLD對方波信號進行濾波、測算相位差,單片機讀取CPLD相位差信息計算得到阻抗角。利用相位的大小判斷元件的種類,分別利用DDS的低頻和高頻信號判斷串并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu),由阻抗和電路結(jié)構(gòu)進一步計算元件具體數(shù)值。關(guān)鍵字:阻抗測量;AD7799;TL3016;RLC網(wǎng)絡(luò)

4、;MSP430一、方案論證與比較1.1 信號源選擇部分方案論證阻抗參數(shù)測量在傳感器、儀器儀表以及印刷電路分布參數(shù)分析等技術(shù)領(lǐng)域中占據(jù)非常重要的地位,目前阻抗測量技術(shù)已經(jīng)從電橋法、諧振法等傳統(tǒng)方法發(fā)展到矢量伏安法等現(xiàn)代數(shù)字測量技術(shù)。然而現(xiàn)有的數(shù)字化阻抗測量方法都要求激勵信號是低失真度的正弦信號,而頻率高的低失真度正弦信號很難獲得,這限制了測量精度的提高和測量范圍的擴大?？梢?獲得低失真度、高精度、穩(wěn)定的標準信號源是這個系統(tǒng)的核心,它的成功與否,將直接影響到整個系統(tǒng)的性能。方案一:利用模擬分立元件(如RC、LC網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生振蕩信號利用成熟的三點式晶體管振蕩電路,可以通過改變電阻,電感,電容元件的參數(shù),

5、來改變正弦振蕩的頻率。這種電路的特點是頻率穩(wěn)定性較好,并且很容易起振,電路簡單。但是如果要實現(xiàn)題目中要求的1KHz至200KHz那么寬的頻率范圍,很難做到,或者實現(xiàn)起來系統(tǒng)體積太大,功耗很高,容易產(chǎn)生雜波,不易精確調(diào)節(jié)振蕩頻率。方案二:利用壓控振蕩器VCO產(chǎn)生振蕩信號壓控振蕩器(又稱為VCO或V/F轉(zhuǎn)換電路產(chǎn)生的波形的振蕩頻率與它的控制電壓成正比,因此,調(diào)節(jié)可變電阻或可變電容可以調(diào)節(jié)波形發(fā)生電路的振蕩頻率。利用集成運放可以構(gòu)成具有一定精度、線性較好的壓控振蕩器。并且,可以用數(shù)字電位器實現(xiàn)對電壓的程控。但是,開環(huán)VCO的頻率穩(wěn)定度和頻率精度較低,題目中的頻率范圍對于壓控振蕩器來說太寬,很難實現(xiàn),

6、并且壓控振蕩器產(chǎn)生的信號頻率穩(wěn)定度也達不到題目的設(shè)計要求。方案三:直接數(shù)字合成法(DDSDDS或DDFS 是 Direct Digital Frequency Synthesis 的簡稱,通常將此視為第三代頻率合成技術(shù),它突破了前幾種頻率合成法的原理,從“相位”的概念出發(fā)進行頻率合成。這種方法不僅可以產(chǎn)生不同頻率的正弦波,而且可以控制波形的初始相位,還可以用DDS方法產(chǎn)生任意波形(AWG。AD9851是比較常用的功能強大的DDS芯片,它提供了并行和串行控制字輸入,以改變其輸出頻率,易于控制,內(nèi)部包含可編程DDS系統(tǒng)、集成高速的10bitDAC 及高速比較器,能夠產(chǎn)生頻率很高的正弦信號(070M

7、Hz,由于采用特定的集成工藝,內(nèi)部數(shù)字信號抖動很小。而且,采用該DDS芯片外圍電路相對簡單,便于操作。綜上所述,我們從多個方面考慮采用了方案三作為信號源產(chǎn)生部分。1.2 信號源調(diào)理部分方案論證信號源調(diào)理主要可分為以下兩個方面:一是對噪聲干擾的有效控制;二是對輸出信號幅度進行調(diào)理。1.2.1 有源低通濾波AD9851的內(nèi)部沒有有效的低通濾波器,因此經(jīng)過DAC輸出的掃描信號不可避免的含有高頻噪聲,該噪聲可以分為兩類:一類為DAC數(shù)模轉(zhuǎn)換帶來的階梯波形分量及其高次諧波,另一類為AD9851內(nèi)部系統(tǒng)時鐘及其高次諧波。故信號輸出端口需要加低通濾波抑制高頻干擾。有源濾波能對大小和頻率都變化的諧波以及變化的

8、無功進行補償,克服LC 濾波器等傳統(tǒng)的諧波抑制和無功補償方法的缺點,獲得比無源濾波器更好的補償特性,控制精度高、治理效果好,是比較理想的濾波方式。有源濾波器是指由放大電路及RC網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的濾波器電路,它實際是一種具有特定頻響的放大器,濾波器的階數(shù)越高,頻響特性衰減的速率越快,但RC網(wǎng)絡(luò)階數(shù)越多,元件參數(shù)計算越繁瑣,電路的調(diào)試越困難,綜合考慮,我們選用二階有源低通濾波器。1.2.2放大電路題目要求輸出信號幅度2V±0.1V(Vpp,而從DDS輸出的波形幅度達不到題目要求,因此要對DDS輸出的電壓幅度進行放大。方案一:用晶體管組成放大電路用分立的晶體管元件構(gòu)成的放大電路,優(yōu)點是靈敏度高、能

9、承受的較大的功率、動態(tài)范圍廣等,它們的通頻帶也較寬。但是,分立元件組成的電路調(diào)試起來很困難,特別是在高頻段,而且容易引入噪聲和失真。方案二:用運算放大器構(gòu)成放大電路一個較好的解決方案是利用性能優(yōu)良的集成的運算放大器構(gòu)成差分放大電路。Ti公司的OPA2227PA是低噪聲、高精度、高速的集成運放,帶寬滿足題目標準信號源的頻率范圍1kHz200kHz的要求,用它構(gòu)成基本運算放大電路可以比較理想地實現(xiàn)對信號源進行幅度放大。綜上所述,我們采用方案四作為本系統(tǒng)的放大部分。1.3 I/V變換電路模塊方案論證本實驗采用的方法是讓標準正弦信號經(jīng)過未知一端口網(wǎng)絡(luò),由外圍電路測出未知網(wǎng)絡(luò)的阻抗模和阻抗角,從而判斷構(gòu)

10、成被測網(wǎng)絡(luò)的阻抗形式,所以要將經(jīng)由未知網(wǎng)絡(luò)的電流轉(zhuǎn)換為電壓從而實現(xiàn)下面未知網(wǎng)絡(luò)的阻抗的測量過程。方案一:利用分壓電路將電流通入電阻,在電阻上采樣出電壓信號,其中,可以使用電位器調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。這種方法最簡單,但需要考慮功率和放大倍數(shù)的選擇問題,不采用。方案二:積分電路方法電壓可以看作是電流的積分,即U=1idt-C為保證精度,選取運放時盡量找輸入阻抗大的。該電路常用于PID調(diào)節(jié),積分電路成熟且放大倍數(shù)和精度較好。但要注意這種電路輸出電壓和輸入電流的相位是相反的,但對于電阻和電容的選擇要求高,不采用。方案三:運放直接搭接的方法(跨阻放大器充分利用運放“虛短”和“虛斷”的概念,將電流轉(zhuǎn)換為電壓

11、信號,電流通過電阻,在電阻上產(chǎn)生壓降,建立起電壓和電流的關(guān)系為Uo=R i-這種方法避免了運放輸入失調(diào)電壓,輸入偏置電流和失調(diào)電流帶來的積分誤差,也避免了電容的漏電流帶來的誤差,我們選用Ti公司的精度高、性能優(yōu)良的OPA2227PA作為跨阻放大器,實現(xiàn)I/V變換。1.4阻抗模測量模塊方案論證方案一:直接信號采樣法通過高速A/D轉(zhuǎn)換器對被測交流信號直接采樣,再通過數(shù)據(jù)處理得到信號的電平值,但這種方法對A/D轉(zhuǎn)換器的采樣速率和系統(tǒng)數(shù)據(jù)處理的速度要求較高,在實際設(shè)計中,為了保證足夠的精度,采樣間隙應(yīng)盡量短,對器件的速度要求較苛刻。方案二:峰值檢波法采用真有效值/直流轉(zhuǎn)換器將被測的交流信號電壓轉(zhuǎn)換為與

12、其有效值相等的直流電壓,然后通過A/D轉(zhuǎn)換器對該電壓進行采樣,即可得到被測交流信號的電平值。對于正弦波,其峰值與有效值之間存在 2 倍的關(guān)系,因此,只要測得了信號的有效值,信號的峰峰值也就相應(yīng)得到了。AD公司生產(chǎn)的AD637是專門的有效值檢測集成芯片,因此采用AD637電路就能實現(xiàn)信號的有效值檢測該方法降低了對A/D轉(zhuǎn)換器采樣速率的要求,并且降低了單片機對采樣數(shù)據(jù)處理的難度,電路的性能優(yōu)良、實現(xiàn)簡單。此外,它還適用于任意波形信號的電平測量。經(jīng)比較,選用方案二作為阻抗模測量電路的實現(xiàn)方法。1.5阻抗角測量部分方案論證方案一:矢量法設(shè)兩個同頻率等幅( E 的正弦信號相減后得到矢量差的模:|V| =

13、 2 E sin(/2將矢量差的模通過濾波后, 其值與sin(/ 2 成正比方案二:相乘法器法將兩個同頻率的正弦信號通過乘法器后, 經(jīng)過積分濾波電路得到一個直流電壓: V= KcosU,其中,K 為傳輸系數(shù)。本方法可以濾除信號波形中的高次諧波, 抑制了諧波對測量準確度的影響。方案一、方案二通用性和靈活性均較差,難以用外部電路實現(xiàn),故不采用。方案三:基于CPLD 的鑒相法將標準輸入信號和經(jīng)由被測網(wǎng)絡(luò)后輸出的一組測量信號分別經(jīng)過由TL3016構(gòu)建成的具有遲滯特性的過零比較器整形為方波,通過可編程邏輯器件(CPLD 對方波信號進行相應(yīng)的處理,最后由單片機MSP430計數(shù)得到阻抗角。CPLD 和這種方

14、法速度快、精度高,外圍電路簡單易行,是比較理想的相位差測量方法。1.6綜合控制部分方案論證方案一:采取FPGA 或者CPLD 控制近年來,可編程器件發(fā)展很快,在很多方面都得到了廣泛的應(yīng)用。采用大規(guī)模的可編程器件來完成系統(tǒng)的控制是一種很不錯的解決方案,它具有體積小、改動靈活的特點。用它們作為系統(tǒng)的“神經(jīng)中樞”,可以采用VHDL 或者Verilog 語言來描述。但是一般來說,復雜可編程邏輯器件CPLD(Complex Programmable Logic Device集成的門數(shù)目不會很多?，F(xiàn)場可編程門陣列FPGA(Field Programmable Gate Array 是新一代的可編程器件,但

15、是需要外部的配置芯片,否則斷電后,保存在RAM 中的程序會丟失。這個方案特別適用于大型、高速、復雜系統(tǒng)的控制,但是本系統(tǒng)中,考慮到成本和制作難易程度,沒有采用這個方案。 方案二:采取MSP430單片機作為控制中心MSP430是Ti 公司生產(chǎn)的一種16位超低功耗、具有精簡指令集的混合信號處理器,可以將多個不同功能的模擬電路、數(shù)字電路和微處理器集成在一個芯片上。MSP430采用精簡指令結(jié)構(gòu),具有豐富的尋址方式、簡潔的27條內(nèi)核指令以及大量的模擬指令,大量的寄存器和片內(nèi)數(shù)據(jù)存儲器都可以參加多種運算,保證了可編制出高效率的源程序;可以再25MHz 晶振的驅(qū)動下,實現(xiàn)40ns 的指令周期;該單片機功耗低

16、、片內(nèi)資源豐富,便于高效開發(fā)。多方面考慮,我們選用MSP430作為控制中心,結(jié)合CPLD 實現(xiàn)對電路的綜合控制。二、分析計算2.1阻抗模在具有電阻、電感和電容的電路里,對交流電所起的阻礙作用叫做阻抗。阻抗常用Z 表示,是一個復數(shù),實部稱為電阻,虛部稱為電抗,其中電容在電路中對交流電所起的阻礙作用稱為容抗 ,電感在電路中對交流電所起的阻礙作用稱為感抗,電容和電感在電路中對交流電引起的阻礙作用總稱為電抗。阻抗公式為Z=R+jX其中,|Z|=22R X ,|Z|稱為阻抗模。在本系統(tǒng)中,將輸入信號的有效值用Ui 表示,經(jīng)過被測網(wǎng)絡(luò)后的輸出信號有效值用Uo 表示,如圖2.1。圖2.1 阻抗模分析由圖知,

17、Uo=U i R Z,則|Z|=Ui Uo R ,且Ui=22Vp p -,其中Vp-p 為題目要求的2V 。只要通過峰值檢波部分測得Uo 便可計算出阻抗模|Z|。2.2阻抗角將輸入與輸出雙T 網(wǎng)絡(luò)的信號分別進行整形得到的A 、B 兩個方波信號,送入CPLD 進行異運算,整理后得到矩形脈沖信號,將其送到單片機MSP430計算出該脈沖信號的占空比K,阻抗角| =2K ,阻抗角的正負取決于A 、B 兩個信號上升沿到來的先后,若A 的上升沿到來超前于B ,為正;反之,為負。2.3 諧振點由電感L 和電容C 組成的,可以在一個或若干個頻率上發(fā)生諧振現(xiàn)象的電路,統(tǒng)稱為諧振電路,諧振條件是整個諧振電路的核

18、心,當X=0時,電路發(fā)生諧振。對于LC 串聯(lián)電路,Z=1(j L C-,由X=0得,諧振條件為=1/LC ;對于LC 并聯(lián)電路,Z=2(1j L LC -,當2LC =1時,形成諧振條件,即=1/LC ,其中,=2f 。在本系統(tǒng)中,通過MSP430掃描波形,根據(jù)阻抗模的變化,再結(jié)合程序便可得出諧振頻率。2.4被測網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的判斷和計算2.4.1 元件類型判斷由電路知識可知,電阻的阻抗Z=R,電容的阻抗Z=j w c -,電感的阻抗Z=j L 。對于由RC 元件組成的被測網(wǎng)絡(luò),0;對于由RL 元件組成的被測網(wǎng)絡(luò),0;對于由LC 元件組成的被測網(wǎng)絡(luò),=+90°或-90°。根據(jù)系統(tǒng)

19、測試出的值,便可判斷被測網(wǎng)絡(luò)的元件類型。 2.4.2 元件串、并聯(lián)判斷被測網(wǎng)絡(luò)UiRUo當輸入低頻信號時,對于由RC 元件組成的被測網(wǎng)絡(luò),串聯(lián)時,阻抗模趨近于無窮大,而并聯(lián)時,阻抗模接近于R 的值;對于由RL 元件組成的被測網(wǎng)絡(luò),串聯(lián)時,阻抗模接近于R 的值,而并聯(lián)時,阻抗模接近于無窮大;對于由LC 元件組成的被測網(wǎng)絡(luò),可以通過對諧振點的測量,來判斷串、并聯(lián)情況,對于串聯(lián)電路,頻率逐漸增大,阻抗模先減后增,即阻抗模有最小值,而并聯(lián)時,頻率逐漸增大,阻抗模先增后減,即阻抗模有最大值。在元件類型判斷好的情況下,設(shè)置DDS 芯片使其產(chǎn)生低頻信號(如1Hz ,根據(jù)系統(tǒng)所測量的阻抗模便可判斷出元件的串、

20、并聯(lián)情況。 2.4.3 元件參數(shù)的計算 由阻抗Z 的公式知,R=cos Z (1 X=sin Z (2只要在一個固定頻率的測試點,測得阻抗模|Z|和阻抗角,便可計算出元件的參數(shù)。a RC 串聯(lián)時,R =cos Z ,C =1(sin Z -; b RL 串聯(lián)時,R =cos Z ,L =sin Z L ; c LC 串聯(lián)時,Z =1(j L C -,則|Z|=|1L C-|,用兩個不同頻率的測試點,便可算出L 和C 的值;d RC 并聯(lián)時,R= |Z |21(tan +,C=tan (R -;e RL 并聯(lián)時,R = tan L ,L=21(tan (tan Z+;f LC 并聯(lián)時, Z =2

21、(1j L LC +,則|Z|=2(1L LC -,用兩個不同頻率的測試點,便可算出L 和C 的值。三、系統(tǒng)設(shè)計3.1總體設(shè)計框圖整個系統(tǒng)的框圖如圖3.1所示,系統(tǒng)主要由DDS 正弦信號產(chǎn)生模塊,濾波放大模塊,I/V 轉(zhuǎn)換模塊,峰值檢測模塊,比較器模塊組成。MSP430F149單片機DDS 運放阻抗網(wǎng)絡(luò)I/V 轉(zhuǎn)換峰值檢測24位ADC AD7799計算|Z|過零比較器過零比較器CPLD計算Ø圖3.1 系統(tǒng)框圖3.2單元電路設(shè)計3.2.1 DDS 產(chǎn)生信號源電路設(shè)計本系統(tǒng)采用以AD9851為核心的DDS 模塊作為信號源產(chǎn)生模塊,通過系統(tǒng)的主控制器MSP430,采用并行模式,程控產(chǎn)生題目

22、所需的正弦波。AD9851主要包括相位寄存器、相位全加器、D/ A 轉(zhuǎn)換器,相位寄存器和相位全加器構(gòu)成相位累加器。AD9851 內(nèi)部的控制字寄存器首先寄存來自外部的頻率、相位控制字,相位累加器接收來自控制字寄存器的數(shù)據(jù)后決定最終輸出信號頻率和相位的范圍和精度,經(jīng)過內(nèi)部D/ A 轉(zhuǎn)換器后,所得到的就是最終的數(shù)字合成信號。DDS 模塊電路圖如圖3.2.1所示。D31D22D13LSB D04PGND 5PVCC 6W_CLK 7PQ_UD 8REFCLOCK 9AGND 10AVDD 11RSET 12VOUTN 13VOUTP 14VINN15VINP 16DACBP 17AVDD 18AGND

23、 19IOUTB 20IOUT 21RESET 22DVDD 23DGND 24D725D626D527D428U8AD9851123456789101112131415161718192021222324252627282930313233343536J1C36CPRXRRSET 8D 91D22D 33D 44D 55D 66D 77D 88Q 127Q 136Q 145Q 154Q 163Q 172Q 181Q19C K11O E1U274HCT574FFQUD WWCLK CHECK STROBE8D 91D22D 33D 44D 55D 66D 77D 88Q 127Q 136Q 1

24、45Q 154Q 163Q 172Q 181Q19C K11O E1U374HCT574RRESET WWCLK FFQUD RRESETST ROBEST ROBERESET WCLK FQUD CHECKD0D1D2D3D4D5D6D7D3D2D1D0GND +V WCLK FQUD CLKIN GND +V R?3.9KJB BNCP?BNCD4D5D6D7GND +V RESETJ6DAC OUT TO 50R450R525GND +VNC JBBNCJBBNCR51K+VR7RES2GNDG N D7OUT8V C C 14XTALOSCJ5BNC5VR250CLKIN圖3.2.1

25、DDS 模塊電路3.2.2 信號源濾波及放大電路設(shè)計 由于DDS 產(chǎn)生模塊有兩個輸出端口,兩個輸出端口均輸出峰峰值為1V 的正弦波,但二者相位正好相反,且兩者均含有一定的值相等的直流分量。采用差分放大電路,便可將直流分量消去,且峰峰值剛好達到題目要求的2V ,電路簡單且易操作,電路如圖圖3.2.2所示。R110KR210K R3100K-5V5VOUT A 1-INA 2+INA 3V-4+INB5-INB 6OUT B 7V+8U1OPA2134PAUi1U oUi2R310k圖3.2.2 放大電路3.2.3 I/V 轉(zhuǎn)化電路設(shè)計由于系統(tǒng)中的被測模塊只有一端輸出,輸出的只能是電流,但之后的峰

26、值檢測需要的是電壓,所以需要使用I/V 轉(zhuǎn)化電路,將電流轉(zhuǎn)換為電壓。本系統(tǒng)使用簡單的I/V 轉(zhuǎn)化電路,便可實現(xiàn)系統(tǒng)要求,電路圖如圖3.2.3所示。圖3.2.3 I/V 轉(zhuǎn)化電路3.2.4峰值檢波模塊電路設(shè)計峰值檢波電路的作用是對輸入信號的峰值進行提取,產(chǎn)生輸出Uo 。峰值檢測電路在很多電路中有著很重要的作用。本系統(tǒng)中,我們使用集成芯片AD637作為峰值檢波模塊的核心。AD637是一款完整的高精度、單芯片均方根直流轉(zhuǎn)換器,可計算任何復雜波形的真均方根值。它提供集成電路均方根直流轉(zhuǎn)換器前所未有的性能,精度、帶寬和動態(tài)范圍與分立和模塊式設(shè)計相當。AD637提供波峰因數(shù)補償方案,允許以最高為10的波峰

27、因數(shù)測量信號,額外誤差小于1%。寬帶寬允許測量200 mV 均方根、頻率最高達600 kHz 的輸入信號以及1 V 均方根以上、頻率最高達8 MHz 的輸入信號,滿足題目中的要求。通過集成芯片的應(yīng)用,大大地減少了外圍電路,并且測量出的數(shù)據(jù)更加精確,電路圖如圖3.2.4。OUT A 1-INA 2+INA 3V-4+INB 5-INB 6OUT B7V+8U2OPA2227PA R4100-5V5VUi U oBUFIN 1NC 2COM 3OFFSET 4CS 5DN 6DB 7NC8NC9CAV 10VOUT 11-Vs 12+Vs 13NC 14VIN 15BUFOUT16U4AD637R

28、9147R81MR10100K R111KC21.0uF5V 5V-5V-5VVINVOUT圖3.2.4 峰值檢波電路3.2.5比較器電路設(shè)計比較器是將一個模擬電壓信號與一個基準電壓相比較的電路。比較器的兩路輸入為模擬信號,輸出則為二進制信號,當輸入電壓的差值增大或減小時,其輸出保持恒定。本系統(tǒng)中,我們使用的是過零比較器,即一端輸入接地,輸入的正弦波轉(zhuǎn)換成了方波。由于形成的方波底端值是負值,而CPLD 要求的方波輸入不能有負值,所以在輸出端加了二極管用來消去底端負值,以滿足實驗要求,電路如圖3.2.5。 V+1IN+2IN-3V-4LATCH ENABLE5GND6Q OUT 7Q OUT 8

29、U7TL3016R18100R19100KR211KD1DIODE5V-5VUiUoR201KR221KC10.01uF圖3.2.5 比較器電路3.2.6電源電路設(shè)計本系統(tǒng)使用的直流穩(wěn)壓電源電壓需要+5V 和-5V ,且要求電壓輸出穩(wěn)定,紋波電壓小。輸入市電220V/50Hz ,經(jīng)過變壓器后,降壓為低壓交流電,全波整流后加到各三端穩(wěn)壓器的濾波電容上,電源的部分電路如圖3.2.6。1234B1BRIDGE11234J1CON4+CD11000uf/25V+CD21000uf/25V+CD3470uf/25V+CD4470uf/25VC3104C3104C7104C8104Vout3G N D2V

30、in1C?7812Vin 2G N D1Vout3C?7912L1FBL2FBF1FUSE F2FUSES1SW-PBS2SW-PBD1LEDD2LEDR14.7kR24.7k12V-12V15V com 15V圖3.2.6 電源電路3.2.7 MSP430和CPLD 電路設(shè)計本系統(tǒng)用到的主控器件為MSP430,它是整個系統(tǒng)的核心,用其控制CPLD 等器件的運作,其最小模塊如圖3.2.7所示。 。圖3.2.7.1 MSP430最小模塊CPLD 和單片機MSP430合理的結(jié)合,使外圍電路更少,且CPLD 有著編程靈活、集成度高、設(shè)計開發(fā)周期短、適用范圍寬等特點,圖3.2.7.2是部分CPLD 模

31、塊電路圖。DV CC 1P6.32P6.43P6.54P6.65P6.76V REF 7X IN 8X OUT 9V eREF 10V eREF-11P1.012P1.113P1.214P1.315P1.416P 1.517P 1.618P 1.719P 2.020P 2.121P 2.222P 2.323P 2.424P 2.525P 2.626P 2.727P 3.028P 3.129P 3.230P 3.331P 3.432P3.533P3.634P3.735P4.036P4.137P4.238P4.339P4.440P4.541P4.642P4.743P5.044P5.145P5.24

32、6P5.347P5.448P 5.549P 5.650P 5.751X T 2O U T52X T 2I N 53T D O /T D I 54T D I /T C L K55T M S56T C K 57R S T /N M I 58P 6.059P 6.160P 6.261G N D 62G N D 63V D D 64U100MSP430F149CD10410uF C106103V DD33C10222pF C10122pFR1001M X 10016M V D D 33G N D G N D R S T T C K T M S T D I /V P P T D O /T D I S C

33、 K D I NX T 2I N X T 2O U T X T 2INX T 2OUTX IN X OUTX 10232768X OUTP10P12P11P13P 15P14P 16P 17P 20P 21P 22P 23P 24P 25P 26P 27P 30P 31P 32P 33P 34P35P36P37P40P41P42P43P 60P 61P 62P63P64P65P66P67V REF L C D _D B 5L C D _D B 6L C D _D B 7P51_P52_P53_P54_P55_P56_P57_P58_VDD33VDD33VDD33VDD33VDD33VDD33V

34、DD33VDD33VDD3310M INVCCINT 13VCCINT 63VCCIO19VCCIO231VCCIO345VCCIO459VCCIO580VCCIO694GNDIO93GNDIO 79GNDIO 60GNDIO 46GNDIO 32GNDIO 10GNDINT 65GNDINT 11GNDINT 90GNDINT 37VCCINT 39VCCINT 88U108A EPM240altera m axII IO 1IO 2IO 3IO 4IO 5IO 6IO 7IO8VCCIO19GNDIO 10GNDINT 11CLK012VCCINT 13CLK114IO 15IO 16IO

35、 17IO 18IO 19IO 20IO 21TMS 22TDI 23TCLK 24TDO25I O 26I O 27I O 28I O 29I O30V C C I O 231G N D I O 32I O 33I O 34I O 35I O36I O38I O40I O 41I O 42O E 43C L R 44V C C I O 345G N D I O46I O 47I O 48I O 49I O50IO51IO 52IO 53IO 54IO 55IO 56IO 57IO 58VCCIO459GNDIO 60IO 61IO 62VCCINT63IO 64GNDINT65IO 66IO

36、 67IO 68IO 69IO 70IO 71IO 72IO 73IO 74IO 75I O76I O 77I O 78G N D I O79V C C I O 580I O 81I O 82I O 83I O 84I O 85I O 86I O 87I O89I O91I O92G N D I O93V C C I O 694I O 95I O 96I O 97I O 98I O 99I O 100Altera m ax IIU108BEPM570TCLK TDOTMS_TDI P 35P 36P 37P 40P 41P 30P 31P 32P 33P 34P 26_P 27_P 28_P

37、29_P 30_P 33_P 34_P 35_P 38_P 36_P 41_P 40_P 47_P 42_P 49_P 48_圖3.2.7.2 部分CPLD 模塊電路四、軟件系統(tǒng)流程圖軟件部分用于控制標準源輸出,自動測試阻抗,測量諧振頻率,判斷電路網(wǎng)絡(luò)模式,在系統(tǒng)中起到重要作用。 (1整體軟件流程圖圖4.1 整體軟件流程圖(2鍵盤中斷服務(wù)程序開始判斷電路網(wǎng)絡(luò)模式自動測試阻抗模式 模式判斷標準源輸出模式 等待時 鐘中斷初始化 測量諧振頻率模式 等待外部 中斷鍵盤掃描獲取鍵值頻率及模式控制延時消抖獲取鍵值鍵值判斷數(shù)字設(shè)定鍵設(shè)置DDS 輸出信號頻率送DDS 控制字YNYYN確認DDS 輸出改變工作模

38、式(掃頻阻抗相角測量、網(wǎng)絡(luò)狀態(tài)判斷等設(shè)定工作模式鍵盤P2口中斷程序中斷返回指令圖4.2 鍵盤中斷流程圖(3定時器中斷服務(wù)程序測量模式判斷測量模式變量值鍵控DDS 的輸出根據(jù)鍵盤輸入值設(shè)定DDS 輸出頻率等間隔控制DDS 輸出f 計算阻抗和相角YNYYN掃頻輸出判斷被測網(wǎng)絡(luò)串并聯(lián)結(jié)構(gòu)掃頻諧振點低頻和高頻信號輸出根據(jù)Z 的極值計算諧振頻率fY定時器中斷服務(wù)程序中斷返回指令圖4.3 定時器中斷流程圖五、系統(tǒng)測試5.1測試原理與方法(1峰值檢波電路調(diào)試接通該模塊電路檢查無誤后,給予峰值檢波電路的輸入以不同的頻率和不同幅度的正弦波,觀察并測量輸出的幅度是否與給定的正弦波的峰值相等,并將設(shè)定值與實際測量值

39、進行比較、矯正。 (2相位測量測試接通該模塊電路檢查無誤后,對輸入的信號相位差進行測量,與數(shù)字相位計測量的結(jié)果比較,進行矯正調(diào)整。 (3整體調(diào)試接通整體電路檢查無誤后,各功能模塊調(diào)試通過后再進行整機調(diào)試。掃頻信號(先給定某一固定頻率通過待測網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生兩路既有相位差又有幅度差的正弦信號,用設(shè)計的相位測量電路對它們進行測量,與數(shù)字相位計的測量結(jié)果進行比較,矯正相位測量器的測量精度。然后通過幅度檢波器,觀察和測量系統(tǒng)計算出來的網(wǎng)絡(luò)(在該頻率的幅度值,與實際兩路信號的幅度值(用示波器測量之比相比較,并與理論相比較。選擇幾個邊緣頻點、相位差值和幅度進行校驗。從而提高整個系統(tǒng)的性能。5.2 使用儀器 60M

40、Hz (1Gs/s Tektronix TDS1002 型數(shù)字示波器 5.3 測試數(shù)據(jù)結(jié)果 根據(jù)題目要求，我們進行了以下測試： （1）信號源的頻率和幅值（頻率可設(shè)置） 理論 頻率 KHz 值 顯示 值 理論 幅值 V 值 顯示 值 （2）|Z|和 的測試 a）R、L 串聯(lián) 頻率KHz |Z|/ 理論值 測量值 理論值 測量值 b）R、C 串聯(lián) 頻率KHz |Z|/ 理論值 測量值 理論值 測量值 c）L、C 串聯(lián) 頻率KHz |Z|/ 理論值 測量值 理論值 L=0.5mH C=10nF 1 10 50 15912 1560 161 15922 1569 169 -90.00 -90.00 -

41、90.00 100 155 165 -90.00 200 549 558 90.00 16 1 2 5 10 20 50 100 200 1.00 2.00 5.00 10.00 20.00 50.01 100.00 20000 2 2 2 2 2 2 2 2 1.995 1.987 2.001 2.001 2.001 1.983 2.015 2.010 1 1002 1000 3.89 5.00 R=1K L=10mH 10 50 1181 3296 1175 3300 7.16 72.33 8.20 82.00 100 6362 6358 80.95 90.00 200 12606 125

42、96 85.45 90.00 R=500 C=20nF 1 10 50 7973 939 524 7969 946 530 -86.40 -78.68 -17.67 -95.00 -88.88 -19.99 100 506 512 -9.05 -1.33 200 501 511 -4.55 -1.55 測量值 d）R、L 并聯(lián) 頻率KHz |Z|/ 理論值 測量值 /rad 理論值 測量值 e）R、C 并聯(lián) 頻率KHz |Z|/ 理論值 測量值 理論值 測量值 f）L、C 并聯(lián) 頻率KHz |Z|/ 理論值 測量值 理論值 測量值 -80.00 -83.66 -79.99 -80.99 85.

43、02 1 135 125 7.16 5.23 R=1K L=20mH 10 50 2016 981 2014 973 51.47 80.95 47.97 74.88 R=500 C=5nF 10 50 588 16142 578 16138 -8.92 -38.13 -17.34 -43.22 L=10mH C=1nF 10 50 654 22347 650 22336 90.00 -90.00 84.79 -83.78 100 158253 158250 85.45 81.88 200 316506 316499 87.72 80.22 1 499 486 -0.90 -1.99 100 3

44、169 3159 -57.51 -63.77 200 6278 6265 -72.33 -77.48 1 63 59 90.00 92.00 100 2133 2122 -90.00 -83.99 200 850 846 -90.00 -79.99 (3 網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的測試 網(wǎng)絡(luò) 1 R 理論值 500 測量值 478 L 理論值 測量值 C 理論值 20nF 測量值 18nF 串 并 理論值 串 聯(lián) 測量值 串 網(wǎng)絡(luò) 2 1K 990 10mH 8mH 10nF 9nF 串 串 網(wǎng)絡(luò) 3 網(wǎng)絡(luò) 4 500 489 0.5mH 0.4mH 5nF 4nF 并 串 網(wǎng)絡(luò) 5 1K 991 20mH

45、18mH 網(wǎng)絡(luò) 6 串 串 并 串 10mH 9mH 1nF 1nF 并 串 5.4 數(shù)據(jù)誤差分析 正弦波信號發(fā)生器的誤差:AD9851 的工作頻率比較高，有噪聲影響產(chǎn)生的信 號。 放大及濾波電路的誤差：放大器不是理想運放，濾波電路不可能濾去所有頻 段的干擾。 I/V 信號轉(zhuǎn)換的誤差： 信號轉(zhuǎn)換電路中， I/V 換擋所用電阻精度不是十分的高。 峰值測量的誤差：峰值檢波電路本身有轉(zhuǎn)換誤差，而且 A/D 采集后數(shù)據(jù)處理 17 也有誤差。 相位測量的誤差：采用計數(shù)法測相，其誤差來源有以下幾個方面： (1記數(shù)誤差。計數(shù)器存在 ±1 的誤差，這個誤差是方案本身存在的，無法消 除，采用改進后的計數(shù)方案雖無法消除誤差，但可減小誤差的影響； (2前級處理引入的誤差。 采用計數(shù)法測相前需要對輸入的兩路信號進行限幅 放大、電平轉(zhuǎn)換等處理，由于難以保證處理兩路信號的電路線形度完全一致，因 此會引入誤差。另外在電平轉(zhuǎn)換時，比較器會影響轉(zhuǎn)換的方波上升沿或下降沿不 穩(wěn)定，影響計數(shù)結(jié)果。 (3噪聲及所選器件也會影