開關(guān)電源的共模干擾抑制技術(shù)

1、開關(guān)電源的共模干擾抑制技術(shù)|開關(guān)電源共模電磁干擾(EMI)對策詳解0    引言        由于MOSFET及IGBT和軟開關(guān)技術(shù)在電力電子電路中的廣泛應(yīng)用，使得功率變換器的開關(guān)頻率越來越高，結(jié)構(gòu)更加緊湊，但亦帶來許多問題，如寄生元件產(chǎn)生的影響加劇，電磁輻射加劇等，所以EMI問題是目前電力電子界關(guān)注的主要問題之一。        傳導(dǎo)是電力電子裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是主要的傳導(dǎo)干擾形態(tài)。多數(shù)情況下，功率變換器的傳導(dǎo)干擾以

2、共模干擾為主。本文介紹了一種基于補(bǔ)償原理的無源共模干擾抑制技術(shù)，并成功地應(yīng)用于多種功率變換器拓?fù)渲?。理論和?shí)驗(yàn)結(jié)果都證明了，它能有效地減小電路中的高頻傳導(dǎo)共模干擾。這一方案的優(yōu)越性在于，它無需額外的控制電路和輔助電源，不依賴于電源變換器其他部分的運(yùn)行情況，結(jié)構(gòu)簡單、緊湊。        1  &n bsp; 補(bǔ)償原理        共模噪聲與差模噪聲產(chǎn)生的內(nèi)部機(jī)制有所不同：差模噪聲主要由開關(guān)變換器的脈動(dòng)電流引起；共模噪聲則主要由較高的d/d與雜散參

3、數(shù)間相互作用而產(chǎn)生的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線到接地面的位移電流，同時(shí)，由于開關(guān)器件端子上的d/d是最大的，所以開關(guān)器件與散熱片之間的雜散電容也將產(chǎn)生共模電流。圖2給出了這種新型共模噪聲抑制電路所依據(jù)的本質(zhì)概念。開關(guān)器件的d/d通過外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成噪聲電流。抑制電路通過檢測器件的d/d，并把它反相，然后加到一個(gè)補(bǔ)償電容上面，從而形成補(bǔ)償電流對噪聲電流的抵消。即補(bǔ)償電流與噪聲電流等幅但相位相差180°，并且也流入接地層。根據(jù)基爾霍夫電流定律，這兩股電流在接地點(diǎn)匯流為零，于是50的阻抗平衡網(wǎng)絡(luò)（LISN）電阻（接測量接收機(jī)的BNC端口）上的共模噪聲電壓被

4、大大減弱了。 圖1    CM及DM噪聲電流的耦合路徑示意圖 圖2    提出的共模噪聲消除方法        2    基于補(bǔ)償原理的共模干擾抑制技術(shù)在開關(guān)電源中的應(yīng)用        本文以單端反激電路為例，介紹基于補(bǔ)償原理的共模干擾抑制技術(shù)在功率變換器中的應(yīng)用。圖3給出了典型單端反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并加入了新的共模噪聲抑制電路。如圖3所示，從開關(guān)器件過來的d/d所導(dǎo)致的寄生電流pa

5、ra注入接地層，附加抑制電路產(chǎn)生的反相噪聲補(bǔ)償電流comp也同時(shí)注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零，從而大大減少了流向LISN電阻的共模電流。利用現(xiàn)有電路中的電源變壓器磁芯，在原繞組結(jié)構(gòu)上再增加一個(gè)附加繞組NC。由于該繞組只需流過由補(bǔ)償電容comp產(chǎn)生的反向噪聲電流，所以它的線徑相對原副方的P及S繞組顯得很?。ㄓ蓪?shí)際裝置的設(shè)計(jì)考慮決定）。附加電路中的補(bǔ)償電容comp主要是用來產(chǎn)生和由寄生電容para引起的寄生噪聲電流反相的補(bǔ)償電流。comp的大小由para和繞組匝比PC決定。如果PC=1，則comp的電容值取得和para相當(dāng)；若PC1，則comp的取值要滿足comp=para

6、3;d/d。 圖3    帶無源共模抑制電路的隔離型反激變換器        此外，還可以通過改造諸如Buck，Half-bridge等DC/DC變換器中的電感或變壓器，從而形成無源補(bǔ)償電路，實(shí)現(xiàn)噪聲的抑制，如圖4，圖5所示。 圖4    帶有無源共模抑制電路的半橋隔離式DC/DC變換器 圖5    帶有無源共模抑制電路的Buck變換器 3    實(shí)驗(yàn)及結(jié)果      

7、;  實(shí)驗(yàn)采用了一臺5kW/50Hz艇用逆變器的單端反激輔助電源作為實(shí)驗(yàn)平臺。交流調(diào)壓器的輸出經(jīng)過LISN送入整流橋，整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點(diǎn)測得開關(guān)管集電極對實(shí)驗(yàn)地（機(jī)殼）的寄生電容大約為80pF，鑒于實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有的電容元件，取用了一個(gè)100pF，耐壓1kV的瓷片電容作為補(bǔ)償電容。一接地鋁板作為實(shí)驗(yàn)桌面，LISN及待測反激電源的外殼均良好接地。圖6是補(bǔ)償繞組電壓和原方繞組電壓波形。補(bǔ)償繞組精確的反相重現(xiàn)了原方繞組的波形。圖7是流過補(bǔ)償電容的電流和開關(guān)管散熱器對地寄生電流的波形。從圖7可以看出，補(bǔ)償電流和寄生電流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也較好地

8、吻合。但是，由于開關(guān)管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通，散熱器形狀的不規(guī)則導(dǎo)致了開關(guān)管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見，補(bǔ)償電流的幅值大于實(shí)際寄生電流，說明補(bǔ)償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好，取值略偏大。圖8給出了補(bǔ)償電路加入前后，流入LISN接地線的共模電流波形比較。經(jīng)過共模抑制電路的電流平衡后，共模電流的尖峰得到了很好的抑制，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，最大的抑制量大約有14mA左右。  圖6    補(bǔ)償繞組電壓和原方繞組電壓波形 圖7    補(bǔ)償電容電流和對地寄生電流波形 圖8    補(bǔ)償前后流

9、入LISN地的 共模電流波形（電流卡鉗系數(shù)：100mV/A）        圖9是用Agilent E4402B頻譜分析儀測得的共模電流的頻譜波形。可見100kHz到2MHz的頻率范圍內(nèi)的CM噪聲得到了較好的抑制。但是，在3MHz左右出現(xiàn)了一個(gè)幅值突起，之后的高頻段也未見明顯的衰減，這說明在高頻條件下，電路的分布參數(shù)成了噪聲耦合主要的影響因素，補(bǔ)償電路帶來的高頻振蕩也部分增加了共模EMI噪聲的高頻成份。但從濾波器設(shè)計(jì)的角度來看，這并不太多影響由于降低了低次諧波噪聲而節(jié)省的設(shè)備開支。若是能較精確地調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容，使其盡可能接近寄生電容Cp

10、ara的值，那么抑制的效果會在此基礎(chǔ)上有所改善。 圖9    補(bǔ)償前后流入LISN地的CM電流頻譜比較        4    此技術(shù)的局限性        圖10中的（a），（b），（c），（d）給出了噪聲抑制電路無法起到正常效用時(shí)的電壓、電流的波形仿真情況。這里主要包含了兩種情況：        第一種情況是在輸入電容的等效串聯(lián)電感（）上遇到的。電感在整

11、個(gè)電路中充當(dāng)了限制電流變化率d/d的角色，很顯然LISN中大電感量的串聯(lián)電感限制了變換器電源作為電流源提供的能力。因此，這些脈動(dòng)電流所需的能量必須靠輸入電容來供給，但是輸入電容自身的也限制了它們作為電流源的能力。愈大，則輸入端電容提供給補(bǔ)償變壓器所需高頻電流的能力愈受限制。當(dāng)為100nH時(shí)，補(bǔ)償電路幾乎失效。圖10（a）中雖說補(bǔ)償電壓與寄生CM電壓波形非常近似，但是圖10（b）中卻很明顯看出流過補(bǔ)償電容comp的電流被限制了。        另外一種嚴(yán)重的情況是補(bǔ)償變壓器的漏感。當(dāng)把變壓器漏感從原來磁化電感的0.1增大到10的時(shí)候，補(bǔ)

12、償電路也開始失效，如圖10（c）及圖10（d）所示。補(bǔ)償繞組電壓波形由于漏感和磁化電感的緣故發(fā)生分叉。如果漏感相對于磁化電感來說很小的話，這個(gè)波形畸變可以忽略，但實(shí)際補(bǔ)償電容上呈現(xiàn)的d/d波形已經(jīng)惡化，以至于補(bǔ)償電路無法有效發(fā)揮抑制作用。 （a）    輸入電容值較大時(shí)的CM電壓 （b）    輸入電容值較大時(shí)的CM電流 （c）    漏感值較大時(shí)的CM電壓 （d）    漏感值較大時(shí)的CM電流 圖10    噪聲電路失效仿真電壓、電流波形        為了解決和變壓器漏感這兩個(gè)嚴(yán)重的限制因素，可以采取以下措施：對于輸入電容的，要盡量降低至可以接受的程度，通過并聯(lián)低值的電容來改善；密繞原方繞組和補(bǔ)償繞組可以有效降低漏感。