IGBT并聯(lián)設計參考

1、摘要：本文主要分析如何實現(xiàn)并聯(lián)IGBT靜態(tài)和動態(tài)過程的均流，并提出了一些用于減少電流不平衡的相關并聯(lián)方法，以便于客戶并聯(lián)設計。重點突出一些易實現(xiàn)并聯(lián)方案的IGBT模塊新封裝，又提出一些實現(xiàn)并聯(lián)均流的均衡措施。用相關的試驗證實一些分析結論。關鍵詞：IGBT并聯(lián)、靜態(tài)與動態(tài)電流、均衡措施1 引言隨著市場對兆瓦級大功率變流器的需求與日俱增，IGBT并聯(lián)方案目前已成為一種趨勢。這主要源于IGBT并聯(lián)能夠提供更高電流密度、均勻熱分布、靈活布局以及較高性價比（這取決于器件及類型）等優(yōu)勢。圖1所示為經(jīng)常會采用的兩種IGBT并聯(lián)方式，即模塊之間和臂之間。通過將小功率IGBT模塊（包括分立式IGBT）、大功率I

2、GBT模塊進行并聯(lián)組合，可獲得不同額定電流的等效模塊，且實現(xiàn)并聯(lián)的連接方式也很靈活、多樣。以高壓變頻器中廣泛采用的H橋拓撲結構功率單元為例，其并聯(lián)實現(xiàn)可以用不同電路結構的IGBT模塊，如半橋“FF”、單個“FZ”、四單元“F4”和六單元“FS”。這將使客戶有很大自由度選擇性價比高的并聯(lián)解決方案。另外，并聯(lián)可降低模塊熱集中，使其獲得更加均勻的溫度梯度分布，較低的平均散熱器溫度，這有益于提高熱循環(huán)周次。因此，IGBT并聯(lián)是大功率設計應用的最佳解決方案之一。             

3、;                   “FZ”FZ”                                             “FS”  “FF” &#

4、160;                      “FF” +”FF” “FF”                         

5、0;     “FZ”+”FZ” ”FZ”圖1 臂或模塊并聯(lián)然而，并聯(lián)IGBT之間靜態(tài)與動態(tài)性能的差異會影響均流，使得有效目標輸出電流不得不被降額。通常，降額系數(shù)是根據(jù)最差的并聯(lián)情況進行假定，但這種假設在實際應用中并不合理，且被過高估計，這也會增加客戶設計成本。從統(tǒng)計角度方面，差異性很大的模塊并聯(lián)概率是很小的，且IGBT參數(shù)之間偏離可以忽略。從均流角度方面，并聯(lián)設計好壞對降額起關鍵性的作用，且遠大于IGBT自身參數(shù)差異性所引起的問題。因此，并聯(lián)應重點考慮如何通過設計確保均流，而不是把重心放在模塊參數(shù)偏離所造成的影響。表1為說明哪些因素會引起均流的差異。并

6、聯(lián)設計將集中在這些因素上面以優(yōu)化驅動回路、功率換流回路、模塊布局以及冷卻條件等, 其目的是確保每個并聯(lián)支路盡可能實現(xiàn)對稱。本文將提供一些并聯(lián)設計方面的措施和建議，以幫助客戶成功完成并聯(lián)。 2 靜態(tài)性能2.1 PTC 特性在不同額定電壓（600V、1200V、1700V 和3300V）條件下，英飛凌NPT和溝槽場終止IGBT芯片的飽和電壓VCEsat都隨著結溫升高而增加，呈現(xiàn)正溫度系數(shù)特性。圖2為300A溝槽場終止芯片在15V柵極電壓條件下不同結溫時的飽和電壓特性。這表明并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流可動態(tài)地自我調(diào)節(jié)平衡。如果較高電流通過一個并聯(lián)支路或不均勻冷卻導致運行結溫偏高，其VCEsat

7、 就會相應升高，并將電流轉移至其它飽和電壓較低的支路，以實現(xiàn)自我保護。因此，PTC特性有利于實現(xiàn)IGBT并聯(lián)的均流。 圖2 Tvj為25 和125時的VCEsat2.2 飽和電壓VCEsat分布圖3為在相同的柵極電壓和結溫條件下不同飽和電壓的IGBT輸出特性曲線，其可以用一次函數(shù)來描述，其等效斜率電阻會對均流有影響。像圖3所示，由于IGBT1的等值電阻較小，對應并聯(lián)支路電流會較大。不過，英飛凌NPT和溝槽場終止芯片飽和電壓在整個分布范圍內(nèi)呈現(xiàn)正態(tài)特性，這也源于出色的生產(chǎn)過程和晶圓處理能力。因此，從統(tǒng)計角度，很少會出現(xiàn)最差并聯(lián)情況。為了盡可能減少這種IGBT自身差異性所帶的均流問題，建

8、議并聯(lián)的IGBT應采用相同芯片技術、模塊型號和生產(chǎn)日期。如果可能，最好用同一包裝內(nèi)的IGBT模塊進行并聯(lián)。 圖3 輸出特性2.3 功率換流回路電阻Rs圖4為直流回路母線和交流輸出的不對稱性并聯(lián)連接（如虛線所示）。這種差別會引起并聯(lián)換流回路不同的等值電阻，像圖所示支路2距離直流母線并聯(lián)連接點或輸出點較近，會有較小的等值電阻，進而會流過較大的靜態(tài)電流。而且，靜態(tài)電流Ic1 與Ic2 的這種差異遠大于飽和電壓分布不同所引起的差異。因此，直流回路以及輸出回路母線布局、電解電容和IGBT模塊的布局需要經(jīng)過優(yōu)化，使每個并聯(lián)支路盡量對稱和一致。有時，盡管并聯(lián)IGBT的母線為同一根銅排，具有相同的電

9、勢，然而與母線連接點的不同也將會導致電流不平衡。 圖4 非對稱并聯(lián)與不平衡電流3 動態(tài)性能3.1 柵極電阻3.1.1 閾值電壓VGEth并聯(lián)IGBT驅動所用分開柵極電阻相比公用連接方式而言，可以改善動態(tài)過程均流。這也可以降低由于閾值電壓VGEth 之間偏差引起的動態(tài)不平衡。圖5為測試所用的示意圖，額外串聯(lián)的二極管用于有意增加并聯(lián)IGBT之間的VGEth 差異。測試在相同的、對稱的并聯(lián)功率回路和驅動器條件下進行，圖6為測試的對比波形，其中紅色為柵極電壓，藍色和綠色為并聯(lián)支路的電流。試驗結果進一步證明了分開柵極電阻在并聯(lián)驅動設計中的重要性。此外，對于并聯(lián)IGBT而言，柵極電阻Rg 和柵極

10、與發(fā)射極之間電容Cge (如果需要)的容差應當盡可能低。 圖5 測量示意圖 圖6 波形對比3.1.2 雜散電感L建議把柵極電阻分成2/3部分作為Rg，1/3部分作為Re。輔助Re 能夠降低由于功率換流回路雜散電感不對稱引起的動態(tài)電流不平衡。圖7為由輔助Re形成的一個負反饋機制開通過程，其中一個IGBT開關速度快，另一個則相對較慢，近而在雜散電感上會產(chǎn)生Ve1和Ve2 電壓，二者壓差生成一個用紅色標出的環(huán)路電流i。這個電流會在輔助Re 上產(chǎn)生電壓使開通較慢的IGBT柵極電壓升高，加速開通過程。相反，開通較快的IGBT降低柵極電壓，減緩開通速度。圖8為在不對稱功率回路、相同驅動

11、回路的測試條件下，有Re 和沒有Re時開通過程動態(tài)均流的對比結果。因此，對柵極電阻進行分開設計有助于不對稱回路的動態(tài)均流。 圖7 帶輔助Re的柵極驅動器原理 圖8 波形對比3.2 驅動回路3.2.1 設計方案柵極驅動回路設計對于并聯(lián)應用實現(xiàn)動態(tài)均流起到至關重要的作用。如圖9所示為通常較多采用簡單的、性價比高的單個驅動器方案，容易實現(xiàn)較好的動態(tài)均流。有時直接在每個并聯(lián)的模塊上安裝具有峰值電流放大功能的有源適配器板，這樣盡可能地靠近IGBT的輔助端子，達到降低驅動回路寄生電感以及完美對稱性的目的。這種方案降低了驅動回路之間的傳輸延時差，容易使并聯(lián)IGBT之間的柵極電壓同步，實現(xiàn)

12、最佳的動態(tài)均流。而且有源適配板的采用可以降低驅動核的電流密度，加速并聯(lián)IGBT的開通過程，也容易實現(xiàn)用小電流、低成本的驅動器實現(xiàn)并聯(lián)。 圖9 單驅動器圖10為另一個驅動器方案，每個IGBT分別由各自的驅動核和驅動回路實現(xiàn)并聯(lián)驅動。這個相對于單驅動器而言，略顯復雜、成本也高?？刹捎玫头逯惦娏鞯臉藴黍寗悠鳎讓崿F(xiàn)短距離連接。不過，不同驅動器之間的傳播延時不匹配是影響動態(tài)均流的主要因素，也比較難以控制。 圖10 獨立驅動器3.2.2 連接電纜圖11為驅動回路寄生電感的分布情況。有時，由于安裝空間和位置的限制，必須將連接電纜纏繞起來或走很遠距離，這都會導致較大的回路寄生電感，引起I

13、GBT開關過程變慢，也導制開關過程損耗增加。在一些特定開關條件下IGBT模塊的寄生電容和等效寄生電感可能造成柵極嚴重振蕩問題，近而可能導致柵極過電壓。 圖11 驅動環(huán)路寄生電感分布在通常情況下，電纜長度或柵極驅動器環(huán)路PCB走線的差別可能會導致并聯(lián)IGBT動態(tài)電流出現(xiàn)不平衡。圖12為在不同電纜長度條件下（藍色：10厘米；綠色：25厘米）的開關過程，其中連接電纜較短的IGBT開關速度較快，引起瞬間開通電流偏大，相反電纜很長的IGBT關斷過程也較慢，引起瞬間關斷電流偏大。因此，關聯(lián)IGBT驅動所用的連接電纜一定要用相同長度。 圖12 不同長度電纜3.3 功率換流回路雜散電感L并

14、聯(lián)IGBT之間功率換流回路的雜散電感差異會對動態(tài)均流產(chǎn)生重大影響，尤其對于大功率模塊而言。對稱性并聯(lián)連接是決定動態(tài)均流的關鍵性問題，這會涉及IGBT封裝、器件布局和系統(tǒng)構架等相關因素。如果一個支路的雜散電感高于另一個支路的雜散電感（如圖4所示），就會產(chǎn)生相應如圖13所示的典型不平衡開關電流波形。因此，必須嚴格實現(xiàn)并聯(lián)功率換流回路的對稱性和一致性，確保盡可能相同的雜散電感。通常，一個有效辦法是采用疊層母排結構，通過優(yōu)化模塊布局，有時在母線上故意增加孔或銅排設計成“之”字型等措施，以獲取相同的功率換流路徑。  圖13 不平衡電流4  IGBT 封裝在并聯(lián)設計過程中，IGBT模塊

15、的封裝形式和功率端子的位置也是至關重要的考慮因素。這可能會影響驅動方案的設計和選擇、疊層母排的實現(xiàn)等方面。英飛凌提供了各種IGBT模塊的封裝平臺，如適用于并聯(lián)的EconoDUALTM、EconoPACKTM+ 和 PrimePACKTM 等。圖14是模塊并聯(lián)的示意圖，利用這些參考方法容易實現(xiàn)并聯(lián)母排的對稱性，降低回路雜散電感。此外，方便將有源適配板放置于模塊表面，獲得很好的驅動設計方案。 PrimePACK3  EconoDUAL3圖14 最佳并聯(lián)和l布局5 均衡措施5.1 驅動回路合理的驅動回路布局和設計可以獲得出更好的并聯(lián)性能。建議以下設計準則：·

16、    使驅動柵極與IGBT之間的驅動回路具有最小的環(huán)路面積，以期較低的寄生電感。·     驅動輸出與IGBT柵極之間的雙絞線或扁平連接電纜應盡可能短地實現(xiàn)對稱連接。·     避開將驅動回路PCB引線或連接電纜的布局或安裝處于由于IGBT開關所產(chǎn)生電位變化的位置上。此外，如有必要，可加裝屏蔽層。·     選擇具有良好的抗共模干擾能力的驅動器，也即有較高dv/dt。通常情況下，建議在模塊上直接安裝驅動適配板以及采用等長、盡可能短的雙絞線連接驅

17、動和模塊。圖15為PrimePACKTM 有源適配器板及其安裝的一個例子。另外，應當盡可能減少驅動線或電纜與主功率回路平行，盡可能地遠離功率回路，降低互感，避免驅動回路被強磁場干擾。 圖15 適配板MA3005.2 散熱并聯(lián)IGBT之間的冷卻差異會引起工作結溫不同，進而影響IGBT的動態(tài)和靜態(tài)特性，使電流出現(xiàn)不平衡。因此，建議并聯(lián)IGBT模塊要安裝在相同的散熱器上，盡可能地靠近以降低冷卻的差異，以獲得最佳的熱耦合，達到優(yōu)的熱平衡狀態(tài)。另外，并聯(lián)IGBT的散熱膏厚度應盡可能地均勻和一致。5.3 輸出電抗器如圖16所示為在每個并聯(lián)支路外加輸出電抗器的連接方式，并聯(lián)回路之間的雜散電感不同主

18、要取決于輸出電抗器之間的差異，容易被實現(xiàn)和控制。這將會更好地實現(xiàn)動態(tài)均流過程。不過，這會增加系統(tǒng)成本和功耗，也較復雜。 圖16 輸出電抗器5.4 輸出扼流圈圖17為每個并聯(lián)支路相互交叉串入扼流圈的連接方式，這樣可以確保靜態(tài)電流之間的均衡。如果有電流不均衡出現(xiàn)，扼流圈會產(chǎn)生電抗，抑制電流差異性。同時，降低共模環(huán)流，減少并聯(lián)支路內(nèi)部磁場的影響。這種連接方式使各個支路相互牽制、相互平衡，達到較好的靜態(tài)均流。 圖17 扼流圈6 總結本文分析了影響IGBT并聯(lián)的相關因素，并闡述一些有助于設計并聯(lián)的提議，同時，建立相關的測試平臺進行試驗驗證。本文所涉及的相關波形也可以作為客戶測試、評價并聯(lián)系統(tǒng)的方向性參考。最后，對并聯(lián)設計提出一些實用的技巧和方法，通過采用適當?shù)拇胧┖头桨缚勺畲蟪潭鹊亟档突虮苊獠⒙?lián)降額。作者：趙振波 梁知宏參考文獻1 M.Hornkamp, Paralleling of EconoPACKTM+, AN2004-06.EconoPACK+。2 M.Munze