開(kāi)關(guān)模式GaAs功率放大器在WLAN設(shè)計(jì)中大放異彩

1、高速/高頻混合信號(hào)半導(dǎo)體工藝技術(shù)的最新發(fā)展促成了完全集成的無(wú)線LAN(WLAN)發(fā)射器的問(wèn)世，尤其是采用計(jì)算發(fā)生調(diào)制技術(shù)的發(fā)射器。全集成發(fā)射器與計(jì)算發(fā)生調(diào)制技術(shù)的結(jié)合又推動(dòng)了高效率開(kāi)關(guān)模式功率放大器在先進(jìn)調(diào)制方案中的應(yīng)用，這種應(yīng)用在以前認(rèn)為是不適宜的。這一發(fā)展為“用非線性器件實(shí)現(xiàn)線性放大(LINC)”功率放大器架構(gòu)提供了一顯身手的舞臺(tái)，該架構(gòu)能夠在高數(shù)據(jù)速率的WLAN應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)最高的效率、輸出功率和性能。圖1：D類放大器的電壓配置?；贚INC的功率放大器架構(gòu)將開(kāi)關(guān)模式功率放大器與附加計(jì)算引擎的使用結(jié)合起來(lái)，以放大具有相位調(diào)制和幅度調(diào)制的信號(hào)，如正交幅度調(diào)制(QAM)和多載波正交頻分多路復(fù)用技

2、術(shù)(OFDM)。多載波調(diào)制方案(如OFDM)對(duì)收發(fā)器的模擬RF部分有嚴(yán)格的線性要求。對(duì)收發(fā)器中的功率放大器而言，由于相應(yīng)的高輸出功率水平要求，這一嚴(yán)格的線性度要求就顯得更加苛刻?；旌闲盘?hào)IC出現(xiàn)以后，便可在基于附加的計(jì)算引擎，將集成線性化技術(shù)用于功率放大器。圖2：D類放大器的電壓及電流波形。上面所提到的是將RF與計(jì)算電路集成在單個(gè)CMOS(或Bi-CMOS)芯片中。與之不同，基于外部砷化鎵(GaAs)的功率放大器具有一些顯著的優(yōu)點(diǎn)。本文將探討?yīng)毩aAs功率放大器相對(duì)于集成硅方案的好處，之后將介紹三類GaAs開(kāi)關(guān)模式放大器，通過(guò)功率放大器的配套CMOS(或Bi-CMOS)收發(fā)器芯片中適當(dāng)?shù)腖I

3、NC計(jì)算電路，它們可與先進(jìn)的調(diào)制方案(如多載波調(diào)制)配合使用。本文還提供了工作于5GHz的F類開(kāi)關(guān)模式功率放大器的性能仿真。 GaAs功率放大器優(yōu)點(diǎn)分析盡管硅CMOS功率放大器對(duì)全集成發(fā)射器似乎很有吸引力，但外部GaAs功率放大器除具有襯底隔離之外，還提供其它一些顯著優(yōu)點(diǎn)。 GaAs放大器最大的優(yōu)點(diǎn)是具有更高的載波移動(dòng)性，因而可獲得比硅更高的ft和fmax ，并允許在任何特定頻率上使用具有更高擊穿電壓、外形更大的器件。這進(jìn)而又允許在任何給定的輸出功率下使用更高的偏置電壓及相應(yīng)更低的電流。低電流可減少源極和漏極寄生電容，這類寄生電容限定了高工作頻率，為開(kāi)關(guān)模式放大器帶來(lái)了很大問(wèn)題。圖3：E類放大

4、器的電壓配置。GaAs的跨導(dǎo)gm也比硅CMOS要高得多?？鐚?dǎo)越大，放大器每階獲得的增益就越大。這樣，對(duì)于任何特定的增益要求就可使用更少的階數(shù)，從而減小裸片面積并降低系統(tǒng)整體成本。 與硅CMOS器件相比，GaAs pHEMT器件的輸入阻抗匹配要更容易，因此可降低多余的不匹配功率損耗，減小無(wú)源匹配電路所需的裸片面積，并進(jìn)一步降低整體成本。 GaAs工藝所用的金屬層(金)比硅CMOS所用的金屬層(鋁和銅)具有更低的阻抗。因此，無(wú)源匹配電路中的螺旋形電感和MIM電容可提供更高的Qs和更低的損耗。與硅相比，這種GaAs半絕緣襯底也是這種電感及MIM電容具有更高Qs和更低損耗的一個(gè)原因。 最后，這種半絕緣

5、襯底還可減小晶體管的源極和漏極寄生電容，從而使GaAs器件在給定的頻率下具有較硅CMOS更高的效率。圖4：E類放大器的電壓及電流波形。綜合上述優(yōu)點(diǎn)，可以清楚地看出GaAs工藝在微波功率放大器的應(yīng)用中具有很大的優(yōu)勢(shì)。除了獨(dú)立的線性放大器外，GaAs在開(kāi)關(guān)模式功率放大器的應(yīng)用中也體現(xiàn)出強(qiáng)大的優(yōu)勢(shì)。由于在配套的CMOS(或BiCMOS)收發(fā)器芯片中使用了適當(dāng)?shù)腖INC計(jì)算引擎，這些開(kāi)關(guān)模式功率放大器對(duì)高速數(shù)據(jù)速率應(yīng)用中的高級(jí)調(diào)制方案而言很有吸引力。 開(kāi)關(guān)模式功率放大器在WLAN設(shè)計(jì)中，有六類GaAs功率放大器：A類、B類、A/B類、D類、E類 及F類。開(kāi)關(guān)模式D、E和F類放大器比其同類線性A、B或A

6、/B類放大器具有更高的效率，但輸出阻抗很低或是時(shí)變的。這時(shí)，如果輸出端子上有壓降，則可通過(guò)限制(或不允許)電流通過(guò)有源器件來(lái)獲得高效率。如果有電流流過(guò)該器件，則可通過(guò)限制(或不允許)其輸出端子上的電壓來(lái)提高效率。 再來(lái)仔細(xì)看看D、E和F類放大器。圖1所示為一個(gè)D類放大器的變壓器耦合電壓開(kāi)關(guān)配置，其電壓及電流波形如圖2所示。 在圖1和圖2中，輸入信號(hào)Vin及其互補(bǔ)使兩個(gè)晶體管交替開(kāi)和關(guān)。下面的晶體管處于“開(kāi)”狀態(tài)的半個(gè)周期內(nèi)，其漏電壓為零。這時(shí)，變壓器初級(jí)線圈下半部分產(chǎn)生電壓Vcc，該電壓根據(jù)匝數(shù)比(n/m)在次線圈上變換為電壓(n/m)Vcc。因此，上面的晶體管的漏極電壓為+2Vcc。圖5：F

7、類放大器的電壓配置。在上面的晶體管處于“開(kāi)”狀態(tài)的半個(gè)周期內(nèi)，變壓器初級(jí)線圈上半部分產(chǎn)生電壓Vcc，根據(jù)匝數(shù)比，該電壓在次線圈上變換為-(n/m)Vcc。因此，下面的晶體管的漏極電壓為+2Vcc。 次級(jí)電壓是一個(gè)方波，其基頻通過(guò)輸出共振器，產(chǎn)生一個(gè)正弦輸出電流。在輸出線圈上，兩個(gè)“半正弦波”在其上半部分和下半部分交替流動(dòng)(因而通過(guò)上面的晶體管和下面的晶體管交替流動(dòng))，因此輸出線圈支持該正弦輸出電流。由于漏電壓為零時(shí)電流會(huì)流經(jīng)每一個(gè)器件，而漏電壓為+2Vcc沒(méi)有電流流過(guò)，因此這些器件不會(huì)吸收功率，其效率從理論上來(lái)說(shuō)可達(dá)100%。 盡管D類放大器的效率理論值可達(dá)100%，但其實(shí)際應(yīng)用仍因漏極(或集

8、電極)寄生電容而受到限制。這種寄生特性阻止了電壓波形的及時(shí)開(kāi)/關(guān)，導(dǎo)致電流流經(jīng)晶體管的同時(shí)在晶體管輸出端產(chǎn)生電壓。 如果負(fù)載中包含大的電抗器件，則會(huì)出現(xiàn)類似的效應(yīng)。這時(shí)，漏電壓波形仍然是方波，但輸出電流則產(chǎn)生了相移。因此，當(dāng)導(dǎo)通時(shí)，每個(gè)器件上都會(huì)流過(guò)負(fù)電流，它會(huì)對(duì)寄生電容充電并產(chǎn)生電壓毛刺。 D類放大器的寄生電容問(wèn)題在E類放大器架構(gòu)中得到了解決。圖6：F類放大器的電壓及電流波形。圖3所示為一個(gè)單端E類放大器，其電壓及電流波形如圖4所示。 這里，一個(gè)串聯(lián)調(diào)諧LoC0電路將漏極與負(fù)載相連，一個(gè)旁路電容C接地。該旁路電容由晶體管寄生電容和另一個(gè)電容組成(該電容的作用是，當(dāng)漏極存在電壓時(shí)，確保晶體管中

9、無(wú)電流通過(guò))。使漏極電壓不斷變化，而不是像D類放大器那樣將其僅局限于方波，便可達(dá)到這一理想的狀態(tài)。應(yīng)注意的是，這樣會(huì)產(chǎn)生顯著的漏電壓過(guò)沖，必須使過(guò)沖電壓低于該器件的擊穿電壓。 要達(dá)到最佳性能，當(dāng)器件導(dǎo)通(并開(kāi)始產(chǎn)生電流)時(shí)不僅其漏電壓必須為零，漏電壓斜率也必須為零。這樣可保證來(lái)自旁路電容的電流為零，從而也保證晶體管導(dǎo)通時(shí)漏電流為零。由于轉(zhuǎn)換中的漏-源電壓及漏電流均為零，因此該器件的功耗可忽略不計(jì)。 盡管E類放大器的效率從理論上可達(dá)到100%，但因抑制諧波需要較高的Q值，從而限制了其效率，這使漏電壓值低至0V，并且與時(shí)間的斜率為零。至于D類放大器，負(fù)載電抗的變化可能在部分RF周期內(nèi)產(chǎn)生負(fù)的漏電壓

10、和/或漏電流。 F類架構(gòu)可避免這些問(wèn)題，以及D類出現(xiàn)的一些問(wèn)題。圖5所示為一個(gè)單端F類放大器，其電壓及電流波形如圖6所示。 F類放大器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)在一個(gè)或多個(gè)諧波以及基波中會(huì)產(chǎn)生共振。圖5中的晶體管是一個(gè)電流源，可產(chǎn)生半正弦波。輸出中的基頻調(diào)諧電路可將所有的諧波旁路到地，從而產(chǎn)生一個(gè)正弦輸出電壓。但是，三次諧波共振器具有高阻抗(在第三次諧波)，可使該器件的漏電壓維持三次諧波分量。第三次諧波相對(duì)于基頻的正確幅度及相位可降低漏電壓，從而獲得更高的效率。圖7：工作于F類模式和5GHz 的0.5微米GaAs MESFET器件模擬情況。 本文使用安捷倫的“高級(jí)設(shè)計(jì)系統(tǒng)EDA”工具來(lái)模擬工作于F類、5GHz

11、的0.5微米GaAs MESFET(圖7)。這里的漏極偏壓為5V，柵極偏壓為12V。 從圖中可見(jiàn)，當(dāng)輸入柵極驅(qū)動(dòng)電壓Vgate從1.8V的峰值上升到2.7V時(shí)，Vdrain逐漸變?yōu)榉讲?。這是由于三次諧波分量的幅度和相位逐漸變?yōu)镕類操作所需的正確值。一旦通過(guò)F類放大器的共振器部分以后，該方波漏電壓將轉(zhuǎn)換成正弦輸出電壓Vout。 圖7的表中還列出了F類放大器進(jìn)行F類操作時(shí)的模擬效率及輸出功率。模擬效率為86.919%，完全符合F類操作的預(yù)期理論值。 功率放大器線性化技術(shù)跟線性功率放大器一樣，在基于LINC的架構(gòu)中采用開(kāi)關(guān)模式功率放大器也有線性化要求，以便為OFDM等先進(jìn)的調(diào)制方案提供高性能。線性化

12、可補(bǔ)償AM至AM失真(壓縮)及AM至PM失真，從而可提供干凈的輸出信號(hào)，具有極低的帶外發(fā)射及帶內(nèi)誤差向量幅度(EVM)。圖8：帶頻率轉(zhuǎn)換的反饋。幾種傳統(tǒng)的技術(shù)可用于克服發(fā)射器中的線性度問(wèn)題，如反饋、前饋及預(yù)失真。如下文所述，每一種技術(shù)都有其自身的優(yōu)勢(shì)及局限。功率放大器線性化技術(shù)的正確選擇取決于是否能夠相對(duì)輕松地應(yīng)對(duì)這些不同的局限。 在RF功率放大器中采用反饋技術(shù)并不容易。對(duì)于極不線性的功率放大器，必須實(shí)現(xiàn)很高的環(huán)增益才能達(dá)到所需的線性度。環(huán)路不穩(wěn)定性由寄生耦合、封裝寄生及瞬態(tài)電流的各種共振引起，因此反饋功率放大器可能會(huì)受到自發(fā)振蕩的影響。 不過(guò)，反饋技術(shù)可成功用于組合的上變頻器/功率放大器。此

13、時(shí)，由于將大部分環(huán)增益分配給了更低的IF頻率(這些頻率不易產(chǎn)生共振)，高環(huán)增益問(wèn)題可得到緩解。 圖8示出了一個(gè)將環(huán)增益分配給較低IF頻率的場(chǎng)景。從圖中可以看出，一部分輸出功率被下變頻到最初的IF頻率。結(jié)果，該環(huán)路將盡量使VRF調(diào)制等同于VIF調(diào)制。 為保證穩(wěn)定性，對(duì)于環(huán)增益大于1的任何頻率，閉環(huán)相位不允許達(dá)到180度。為實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，可對(duì)參考頻率LO(用于對(duì)RF進(jìn)行下變頻)的相位進(jìn)行設(shè)置，以確保其具有安全冗余。一個(gè)重要的問(wèn)題是值取決于溫度、處理參數(shù)及輸出功率，因而難以保證其穩(wěn)定性。圖9：前饋功率放大器架構(gòu)圖。面向結(jié)合了獨(dú)立正交信號(hào)上變頻的收發(fā)器的反饋技術(shù)已被嘗試用于普通的功率放大器。這里，反饋

14、環(huán)路中的正交下變頻將RF重新轉(zhuǎn)換成為兩個(gè)正交IF分量，準(zhǔn)備與最初的兩個(gè)正交IF信號(hào)進(jìn)行比較。由于復(fù)雜度的增加，以及對(duì)溫度和工藝比較敏感，這種架構(gòu)并未被廣泛采用。 非線性放大器的輸出電壓波形可以看作是輸入信號(hào)的放大復(fù)制品與一個(gè)誤差信號(hào)的合成。前饋架構(gòu)可以確定這一誤差，并將其從放大的輸出波形中去除(圖9)。 從圖9可以看出，一個(gè)等于功率放大器增益的因子削弱了該功率放大器的部分輸出信號(hào)。被衰減的輸出信號(hào)與最初的輸入信號(hào)進(jìn)行比較，以產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)。最后，該誤差信號(hào)按功率放大器同樣的增益進(jìn)行放大，并從其輸出信號(hào)中被剔除。在高頻下，如5GHz，前饋架構(gòu)中的兩個(gè)放大器都具有明顯的相移。這種相移必須使用兩個(gè)

15、實(shí)時(shí)延遲單元進(jìn)行補(bǔ)償。 與反饋架構(gòu)不同，前饋技術(shù)天生很穩(wěn)定，即使每個(gè)部件存在較明顯的相移。但是，無(wú)源實(shí)時(shí)延遲單元會(huì)產(chǎn)生損耗，所能達(dá)到的線性度取決于每個(gè)減法器的信號(hào)的增益及相位(實(shí)時(shí)延遲)匹配。 假設(shè)增益失配為5%，相位失配為5度，則該互調(diào)產(chǎn)品的功率抑制將被限制為20dB。最后，為了不影響總的輸出功率，輸出減法器必須具有低功耗特性。 預(yù)失真架構(gòu)可提供飽和功率放大器的反向輸入/輸出(I/O)功能。預(yù)失真電路可在應(yīng)用于功率放大器之前，為大振幅信號(hào)提供增強(qiáng)的增益。另外，預(yù)失真電路還可提供反方向相位變化，以補(bǔ)償任何與振幅相關(guān)的插入相位。 預(yù)失真電路可工作于功率放大器的RF頻率，或者在上變頻之前工作于IF或基帶頻率，如圖10所示。如果預(yù)失真電路在上變頻之前采用，則既可以模擬實(shí)現(xiàn)，也可以數(shù)字實(shí)現(xiàn)。圖10：預(yù)失真功率放大器架構(gòu)圖。由于預(yù)失真不采用任何閉合反饋環(huán)路，因此沒(méi)有任何穩(wěn)定性問(wèn)題。但是，要獲得精確的功率放大器反向輸入-輸出函數(shù)，則需大量的系統(tǒng)級(jí)及數(shù)字和RF IC設(shè)計(jì)專業(yè)技術(shù)。 本文小結(jié)與相應(yīng)的集成CMOS(或Bi-CMOS)器件相比，獨(dú)立的GaAs功率放大器具有許多顯著優(yōu)點(diǎn)。配套的接收器芯片中的計(jì)算引擎推動(dòng)了開(kāi)關(guān)模式架構(gòu)等各類功率放大器的應(yīng)用，盡管先進(jìn)的調(diào)制方案一般還沒(méi)考慮采用這類放大器。另外，配套的接收器芯片的計(jì)算引擎還可將線性化技術(shù)應(yīng)用于功率放大器。 盡管