正激式開關電源的設計-13頁文檔資料

1、7-3正激式開關電源的設計中山市技師學院葛中海由于反激式開關電源中的開關變壓器起到儲能電感的作用，因此反激式開關變壓器類似于電感的設計，但需注意防止 磁飽和的問題。反激式在20100W的小功率開關電源方面比較有優(yōu) 勢，因其電路簡單，控制也比較容易。而正激式開關電源中的高頻變壓器 只起到傳輸能量 的作用, 其開關變壓器可按正常的變壓器設計方法，但需考慮磁復位、同步整流等問題。正激式適合50-250W之低壓、大電流的開關電源。這是二者的重要區(qū)別！ 7.3.1技術(shù)指標正激式開關電源的技術(shù)指標見表7-7所示。表7-7正激式開關電源的技術(shù)指標項目參數(shù)輸入電壓單相交流220V輸入電壓變動范圍160Vac2

2、35Vac輸入頻率50Hz輸出電壓Vo=5.5V20A輸出功率110W7.3.2工作頻率的確定工作頻率對電源體積以及特性影響很大，必須很好選擇。工作頻率高時，開關變壓器和輸出濾波器可小型化，過渡響應速度快。但主開關元件的熱損耗增大、噪聲大，而且集成控制器、主 開關元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設計等受到限制。這里基本工作頻率 f0選200kHz ,則11T - r =5sf0200 103式中，T為周期，f0為基本工作頻率。7.3.3 最大導通時間的確定對于正向激勵開關電源，D選為40%45%較為適宜。最大導通時間tONmax為tONmax = TDmax(7-24)Dma

3、x是設計電路時的一個重要參數(shù)，它對主開關元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉(zhuǎn)換效率等都有很大影響。此處，選Dmax =45%。由式(7-24),則有toN max =5 八 0.45=2.25 Q正向激勵開關電源的基本電路結(jié)構(gòu)如圖7-25所示。圖7-25 正向激勵開關電源的基本電路結(jié)構(gòu)7.3.4 變壓器匝比的計算1 .次級輸出電壓的計算如圖7-26所示，次級電壓 V2與電壓VO+VF+VL的關系可以這樣理解：正脈沖電壓2與1州包圍的矩形“等積變形”為整個周期T的矩形，則矩形的“縱向的高”就是VO +VF +VL ,即VOVl Vf TV2'tON(7-

4、25)第9頁式中，Vf是輸出二極管的導通壓降，Vl是包含輸出扼流圈 L2的次級繞組接線壓降。由此可見，圖7-26所示A面積等于B面積，C是公共面積，因此，真正加在負載上的輸出 電壓VO更小。圖7-26“等積變形”示意圖根據(jù)式（7-25）,次級最低輸出電壓 V2min為VOVlVfTV2 min =tON max5.5 0.3 0.5 5=14V2.25式中，VF取0.5V （肖特基二極管），VlW0.3V。2 .變壓器匝比的計算正激式開關電源中的開關變壓器只起到傳輸能量|的作用，是真正意義上的變壓器，初、次級 繞組的匝比N為N =VL（7-26）根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍160V235V ,則

5、VI =200V350V, Vwn =200V ,所以有N =V|min= 200 14.3V2min14把式（7-25）、（7-25）整合，則變壓器的匝比N為7.3.5變壓器次級輸出電壓的計算N = VIm inDmax%VLVF(7-27)變壓器初級的匝數(shù) Ni與最大工作磁通密度 Bm （高斯）之間的關系為VIm in tON max4Ni10BmS(7-28)式中，S為磁芯的有效截面積（mm2）, 8為最大工作磁通密度。輸出功率與磁芯的尺寸之間關系，見表2-3所示。根據(jù) 表2-3粗略計算變壓器有關參數(shù)，磁芯選EI-28,其有效截面積 S約為85mm2,磁芯材料相當于 TDK的H7c4 ,

6、最大工作磁通密度 Bm可由圖7-27查出。圖7-27 H7C4材料磁芯的B-H特性實際使用時，磁芯溫度約為100C,需要確保Bm為線性范圍，因此 Bm在3000高斯以下。但正向激勵開關電源是單向勵磁, 頻率而改變。此處，工作頻率為設計時需要減小剩磁 （磁復位）剩磁隨磁芯溫度以及工作200kHz,則剩磁約減為1000高斯，即磁通密度的線性變化范圍Bm為2000高斯。根據(jù)式（7-28）,得NVIm intON max1 =BmS104200 2.25 104 = 26.5 匝，取整數(shù) 27 匝。2000 85因此，變壓器次級的匝數(shù) N2為N2 = N1/N = N1=27/14.3=1.9 匝，取

7、整數(shù) 2 匝。當N = N1/N2 =27/2=13.5。根據(jù)式（7-27）,計算最大占空比 Dmax為D maxVO VF VLN = 5.5 0.5 0.3 13.5 42.5%VIm in200也就是說，選定變壓器初、次級繞組分別為27和2匝，為了滿足最低輸入電壓時還能保證輸出電壓正常，開關電源的最大占空比Dmax約為42.5%,開關管的最大導通時間tON max約為2.1 Q 下面有關參數(shù)的計算以校正后的Dmax （=42.5%）和tONmax （=2.1心。同時，由式（7-26）計算的輸出最低電壓V2min約為14.8V。7.3.6變壓器次級輸出電壓的計算1 .計算扼流圈的電感量流經(jīng)

8、輸出扼流圈的電流IL如圖7-28所示,則 IL為V2minVfVotON max(7-29)式中，L為輸出扼流圈的電感(pH)。圖 7-28扼流圈中的電流波形這里選IL為輸出電流IO (=20A)的10%30%,從扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應等方面考慮，此值比較適宜。因此，按IL為IO的20%進行計算。I L= IO 0.2=20 0.2=4A由式(7-29),求得,14.8 0.5 5.5I L = 2.1 =4.6H4如此，采用電感量為4.6流過平均電流為 20A的扼流圈。若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起，如圖7-29所示。在妹期間，V2為幅toFF期間,度14.8V的正脈

9、沖，VD1導通期間扼流圈電流線性上升，電感勵磁、磁通量增大；在V2為幅度V1/N的負脈沖(具體分析見下文)，VDi截止、VD2導通，扼流圈電流線性下降，電感消磁，磁通量減小。輸出給負載的平均電流IO為20A。穩(wěn)態(tài)時，扼流圈的磁通增大量等于減小量。圖7-29次級的電壓與電流波形2 .計算輸出電容的電容量輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定。輸出紋波電壓 Ir由 屋以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻 ESR確定，但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3%0.5%。Ir =0.3 0.5 VO0.30.5 5O =15 25mV100100(7-30)ESR,是Equivalent Series Res

10、istance三個單詞的縮寫，翻譯過來就是等效串聯(lián)電阻ESR的出現(xiàn)導致電容的行為背離了原始的定義。ESR是等效 串聯(lián)”電阻，意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值，而并聯(lián)則會減少之。I r = I L ESR(7-31)由式（7-31）,求得Ir 1525 ESR= -L =3.75 6.25m QIL 4即工作頻率為200kHz時，需要選用ESR值6.25mQ以下的電容。適用于高頻可查電容技術(shù) 資料，例如，用8200 F/10V的電容，其ESR值為31mQ,可選6個這樣的電容并聯(lián)。另外，需 要注意低溫時ESR值變大。流經(jīng)電容的紋波電流1c 2mls為C 2 1msI C2rms=1.16A2 .

11、3 2 .3(7-32)因此，每一個電容的紋波電流約為0.2A,因為這里有 6個電容并聯(lián)。此外，選用電容時還要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量，使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等，它們可能使電容特性改變。7.3.7恢復電路設計1 .計算恢復繞組的匝數(shù)恢復電路如圖7-30所示。VT1導通期間變壓器 T1的磁通量增大， 蓄積能量；VT1截止期 間釋放蓄積的能量，磁通返回到剩磁。圖7-30 恢復電路（VT1截止時）電路中T1上繞有恢復繞組 N3,因此VT1截止期間，原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(cè)（Ci暫存）。由于VT1截止期間，恢復繞組 N3兩端的自感電壓限

12、制為輸入電壓 Vi的數(shù)值，惟其如此，VD4才能把存儲在N3中的磁場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器 初級感應電壓為V1 =N1 VN3(7-33)式中，V1是N1的感應電壓，極性為上負下正；Vi是N3的自感電壓，極性也是上負下正 （等 于電源電壓）。右王開關兀件的耐壓為800V,使用率為85%,即V1 Vimax 800 0.85=680V。V1680-350=330V由式（7-33）,求得N3Ni "防歐=27 350 =28.6匝,取整數(shù)29匝。3302.計算RCD吸收電路的電阻與電容VTi導通期間儲存在Ti中的能量為Ei =Vi2tON2Li式中，Li為變壓器初級的電感量

13、。VTi截止期間，初級感應電壓使VD3導通，磁場能轉(zhuǎn)化為電場能，在掉。Ri中消耗的熱量為E2 =Vi'2因為E1=E2,聯(lián)立式(7-34)、(7-35),整理得V1 =R2LiTVItON因為輸入電壓最高Vim ax時開關管導通時間tONmin最短，把上式中的VitON min， 加在VTi上的最大峰值電壓 Vdsp為ON minVdsp=Vimax + Vi=VImax由此，求得R1為R1 = 2VdspVIm axLiTtON min(7-34)R上以熱量形式消耗(7-35)(7-36)換成V imax , tON換成(7-37)(7-38)又，當輸入電壓Vimax時，tONmin

14、為tON m in = tON maxVim in=2.iVim ax"3人 350式（7-38）中，初級的電感量 L1是未知數(shù)，下面求解。Al-Value值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供。EI (E) -28, H7c4 的 A1-Value 值為 5950,則2(7-39)A1-Value= L1/N1由式（7-39）,求得L1為L1 =5950M2109=5950 27210、4.3mH由式（7-38）,求得R1為680R = 23504.3 10 3 5 10 6 28.2k Q1.2 10式中，加在 VTi上的最大峰值電壓 Vdsp取680V。時間常數(shù)RiCi比周期T要大的多，一般取

15、10倍左右,則cTC =10=10R15 10 628.2103= 1773pF第13頁3.計算主繞組感應電壓當 Vlmax=350V，根據(jù)式（7-33）,得V1'=2735029"325V閱讀瓷g-，I，-、， ，、 一tON即將結(jié)束時初級繞組的勵舟半任激能開關電源來說,主開關元件導通時變壓器勵磁，在 磁電流I1為Vi tON / L1 0開關斷開時，變壓器需要消磁，恢復二極管VD3和繞組N3就是為此而設，勵磁能量通過它們反饋到輸入側(cè)。若繞組Ni中蓄積的能量全部轉(zhuǎn)移到繞組N3中，開關斷開瞬間“安匝相等”原理仍然成立，則繞組 N3的勵磁電流I3為把Ii=VitON / Li代

16、入上式，得又，繞組N3的勵磁電感與繞組 Ni的勵磁電感的關系為恢復二極管 VD3變?yōu)閷顟B(tài)，變壓器以輸入電壓Vi進行消磁。為消除Ii=Vi toN / Li的勵磁電流Ii,必要的時間類似Ii=Vi toN / Li ,即把上式L3、I3分別用前兩式代入上式，整理得為防止變壓器磁飽和，必須在開關斷開期間變壓器完全消磁，則即因此，正激變換器的電壓變比限制為270.48227 29Dmax (=0.425)。 . N1比如，本例中 N1=27, N3=29,則 Ni N37.3.8 MOSFET 的選用1. MOSFET的電壓峰值根據(jù)式（7-38），計算VT i上的電壓峰值Vdsp為_ 3Vdsp

17、 =3501.2 10 6 690V(28.2 1031.C，2 4.3 105 10實際上，MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓，波形如 圖7-31所示。圖7-31 加在主開關元件上的電壓Vds波形圖7-32主開關元件上的電壓與電流波形2. MOSFET 的電流及功耗根據(jù)變壓器安匝相等原理，MOSFET的漏極電流平均值Ids為N 22I ds = Io =20 一 1.48AN127根據(jù)電感電流的變化量為20%,確定Ids的前峰值1dsi和后峰值Ids2分別為Ids1= I ds 0.9=1.48 0.9=1.33AI ds2 = I ds 1.1=1.48 1.1 = 1.

18、63A式中，Idsi、Ids2分別是開關管導通期間前、后沿峰值電流，與電流平均值 Ids有10%的差值。VT i的電壓和電流波形如 圖7-32所示，VT i的總功耗FQi為式中，Vds(sat)是MOSFET導通電壓，一般為在 2V以下。采用功率MOSFET計算功耗時應注意：(1)PN結(jié)溫度Tj越高，導通電阻Rds越大，Tj超過100c時，Rds 一般為產(chǎn)品手冊中給出 值白1.52倍。(2)功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比較高，必要時加寬t°N進行計算。即在Mmax時，采用tON min條件，或者VImin時，采用t°Nmax條件進行計算。另外，在t°

19、FF期間，由于功率MOSFET的漏極電流極小，其功耗可忽略不計。因為tON max =2.1 科 § t1 米用MOSFET產(chǎn)品手冊中給出的上升時間，t3采用下降時間。這里,取 t1=0.1§ t3 =0.1§ 則t2 =2.1-0.1-0.1=1.9 科 s由式(7-40),求得PQ1為f 1PQ1=200 1.33Q 6 50.1 3 1.7 1.331.63 1.9 7201.63 0.1 =5.3W式中，Vds(sat)取 1.7V。結(jié)溫Tj控制在120 C,環(huán)境溫度最高為 50c時,需要的散熱器的熱阻Rfa為°Tjmax Ta maxRjcPQ

20、1120Rq =fa PPQ1501.0 5.35.3=12.2C/W由此，需要12.2C/W的散熱器，這時, 定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一例如圖 7-33(7-41)由冷卻方式是采用自然風冷還是風扇強迫風冷來決圖7-33所示。功耗與溫升的關系7.3.9恢復二極管的選用恢復二極管選用高壓快速二極管，特別注意反向恢復時間要短。1 . VD 3的反向耐壓在tON期間VD3反偏，正極相當于接地， 加在VD 3上的反向電壓等于電源電壓。當輸入電壓最大時，VD 3反偏電壓Vrd 3 =350V。2. VD 4的反向耐壓在toN期間VD4反偏，加在VD4上的反向電壓Vrd 4為電源電壓與恢復繞組感應

21、電壓的疊加，當輸入電壓最高時， VD4反偏電壓Vy4為N3， 29Vrd 4 =Vim ax1 , =3501 - - 726V(7-42)Ni277.3.10輸出二極管的選用輸出二極管選用低壓大電流SBD ,特別注意反向恢復時間要短。這是因為MOSFET通斷時，由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關特性，功耗增大的緣故。1 .整流二極管 VD1的反向耐壓在tOFF期間，由于輸出濾波電感反激，續(xù)流二極管 VD2導通，主繞組Ni感應電壓Vi =330V;次級N2電壓加在整流二極管 VD1的兩端，因此，VD1的反向電壓Vrd1為'No2，、Vrd1=V1N2=325 -24V(7-43)N12

22、7實際上，開關管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。2 .續(xù)流二極管 VD 2的反向耐壓在tON期間VD1導通，加在續(xù)流二極管 VD 2上的反向電壓Vrd 2與變壓器次級繞組電壓的最大值V2max相同,即V2max=VImax 2 =350 26V(7-44)Ni27實際上，開關管導通時有幾V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在VDi、VD 2導通上的電壓波形如圖7-34所示。(a)整流二極管VDi兩端的電壓波形(b)續(xù)流二極管VDi兩端的電壓波形圖7-34 輸出二極管電壓波形整流二極管VDi的功耗Pd1為Pd1=VFIo Vrd1Ir tOFFT trrT 0trrVrd1Irr 出(7-45)

23、續(xù)流二極管VD2的功耗Pd2為Pl2=VFIo 印Vrd2 Ir ON Vd2Lr dt(7-46)式中，Ir為反向電流，trr為反向恢復時間，均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。有功耗時，輸出二極管的電壓和電流波形如圖7-35所示。(b)續(xù)流二極管 VDi兩端的電壓波形(a)整流二極管VDi兩端的電壓波形7.3.11 變壓器參數(shù)的計算MOSFET的漏極電流平均值Ids為就是變壓器初級電流的平均值，因此 I1為I1=1.48A正激式開關電源初、次級的電流同相，且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有效值的公式 式中，K是梯形波電流的前峰值I正與后峰值11P的比值，即K = I1B/I1P本電路Ids1就是

24、I1B , Ids2就是IP，則K = Ids1/Ids2=0.9I1/1.1 I1 =0.82初級電流的有效值11rms為I 1 rms = 1.1 I dsD21 K K =1.131.48'042 1 0.82 0.822 =0.96A 3第19頁或用簡單公式I1rms= 1ds而=1.48 V0.42 =0.96A次級電流的有效值12 rms為I 2 rms = 11 rmsN11=0.96N227=12.95A2恢復繞組電流的有效值13rms為1112I 3rms = I 1rmsNi1 =0.96N327=0.89A29自然風冷時電流密度 Jd選為24 (A/mm2),強迫風冷時選為35 (A/mm2)較適宜。根據(jù)電流的有效值，變壓器初級繞組使用的銅線 0.6,電流密度為 3.4 (A/mm2),次級繞組使用的銅線0.3 9,電流密度為4.8 (A/mm2),恢復繞組的銅線 0.6,電流密度為3.15 (A/mm2)。7.3.12 輸出扼流圈的計算輸出扼流圈用磁芯有EI (EE)磁芯、環(huán)形磁芯、鼓形磁芯等。設計時注意事項與變壓器一樣，磁通不能飽和，溫升應在允許范圍內(nèi)。使用的磁芯也與變壓器一樣，采用4.6仆以上。因為流經(jīng)線圈中的電流為 20A ,所以，使用0.5mm 9mm的銅條,20 一 24.44A