發(fā)展中的傳導發(fā)射測量方法

1、北京電子學會可靠性與質量管理委員會、北京電子電器協(xié)會電磁兼容分會2009年論文集發(fā)展中的傳導發(fā)射測量方法介紹一種雙電流探頭測試法北京理工大學 區(qū)健昌摘要: 簡要介紹目前國軍標中采用的傳導發(fā)射測量方法及其歷史的演變過程。為了適應科技發(fā)展的需要,分離傳導發(fā)射中的共模和差模分量成為當前傳導發(fā)射測量中的熱點問題。本文在簡要介紹各種共差模分離方案的基礎上,著重介紹一種有發(fā)展前途的雙電流探頭測試法。關鍵詞: 傳導發(fā)射測量; 共模和差模分量; 雙電流探頭測試法。1.傳導干擾測試規(guī)范的演變和目前存在的問題對于待測設備(EUT)所產(chǎn)生的EMI(電磁干擾)噪聲，國際上通常采用檢測其反饋至電源的EMI電流或電壓值來

2、評定該設備是否符合規(guī)范要求。這個檢測就是傳導干擾測試。或稱電源線傳導發(fā)射測量。電源線傳導發(fā)射測量方法在國際上經(jīng)歷了漫長的歷史演變過程。但也可以簡單地歸納為,由電流卡鉗改變?yōu)長ISN測量EMI電壓的歷史演變過程。見圖1(a)(b) 。 (a)電流卡鉗法 (b) LISN測量法 圖1 以前和目前的傳導干擾規(guī)范測試方法眾所周知，供給待測設備的電網(wǎng)電源是隨時不斷調整的，換句話說，電網(wǎng)的供電電壓及其電網(wǎng)阻抗都隨時不斷變化。要提高EMI測量精度,惟有提高測試環(huán)境。所以,從電流卡鉗改用LISN測量EMI電壓的原因，就是要提高EMI的測量精度。電源阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(LISN)的發(fā)明，解決了電網(wǎng)電源和待測設備之間的

3、隔離問題、不僅如此,還在測試的頻域內創(chuàng)造了一個50穩(wěn)定阻抗的測試環(huán)境,而這個50阻抗正是測試儀器的阻抗。換句話說，創(chuàng)造了一個匹配的測試環(huán)境，當然也就大大提高EMI的測量精度。但既便如此，也只能測試待測設備的EMI總量。隨著科技日新月異的發(fā)展，對電磁兼容（EMC）的要求不斷提高，如何在LISN的基礎上，分別測量共模和差模分量的問題已經(jīng)成為電磁兼容性設計中的技術要求特別是對于EMI濾波器的設計,因此,成為當前國際上的熱點問題。2. 共模和差模分量分離網(wǎng)絡的研發(fā)歷史關于這方面的論文逐年遞增，但可簡單地歸納為二種方法:分離網(wǎng)絡法和雙電流探頭法。(1)分離網(wǎng)絡法分離網(wǎng)絡法是國外過去20年來的研究重點，因

4、此有各種各樣的分離網(wǎng)絡法，分離網(wǎng)絡法的理論依據(jù)和計算方法可用圖2分別表示:圖2分離網(wǎng)絡法的理論依據(jù)和計算方法可見,將LISN的“上”輸出端干擾電流和“下”輸出端干擾電流相加,便可獲得共模干擾電流；如將LISN的“上”輸出端干擾電流和“下”輸出端干擾電流相減,便可獲得2倍的差模干擾電流。具有代表性的分離網(wǎng)絡法有:1)(美)Paul1988年提出的分離網(wǎng)絡該分離網(wǎng)絡是靠圖右的機械開關轉換來選擇共?；虿钅５妮敵瞿Ｊ?實際上,會造成分離網(wǎng)絡的不平衡性,在高頻時這種不平衡性,會逐步失去共?；虿钅５淖R別功能。2)(新加坡)See1999年提出的分離網(wǎng)絡取消了轉換機械開關,采用兩個相連的寬帶射頻變壓器、其副

5、方繞組有中心抽頭，圖中所示,該中心抽頭的輸出端輸給EMI接收機。3)(法)Mardiguaian1999年提出的分離網(wǎng)絡網(wǎng)絡簡單地采用一個寬帶射頻變壓器完成共模和差模的分離。見圖54)(美)Guo1996年提出的功率變換器方案 (a)2倍共模 (b) 2倍差模圖6 Guo分離網(wǎng)絡它與以上各方案不同之處是,不采用射頻變壓器處理共?；虿钅７至?而是采用00和1800功率變換器來處理共?；虿钅７至? 00變換器將A、B兩路噪聲并聯(lián)即進行相加獲得2倍的共模分量；1800功率變換器將A、B兩路噪聲并聯(lián)即進行相減獲得2倍的差模分量。但00和1800功率變換器的價格昂貴。所謂功率變換器和差模測試時,采用的0

6、01800分相器是同樣原理的,見圖7。圖7 國際規(guī)范的差模插入損耗測量方法它和以上采用的射頻變壓器所構成的分離網(wǎng)絡一樣,不是受到在高頻運用時的分布參數(shù)影響而頻域受到限制外;就是由于制造工藝的復雜、困難,而價格昂貴,難以推廣應用。特別是目前要求測試的頻域越來越寬(越高)的情況下。所以,目前市場上,成熟的分離網(wǎng)絡產(chǎn)品尚鮮為人知。以上各種方法,也缺少有關測試精度和可應用的頻域介紹。(2)雙電流探頭法雙電流探頭法是2004年(新加坡)Kye Yak See,Junhong Deng作為測量待測設備的輸入阻抗提出來的，但電流雙探頭法在測試待測設備的輸入阻抗的同時,也解決了共模和差模電壓的分別測量問題。1

7、)測量原理:由注入探頭、接收探頭和耦合電容器構成的測量高頻電路，如圖8所示。圖8雙電流探頭測試原理設為端待測阻抗、C為耦合電容器，RC和LC為耦合電容器C的等效串聯(lián)電阻(ESR)和串聯(lián)電感(ESL)。通過注入探頭將信號源的連續(xù)波信號耦合到測試電路,并通過接收探頭將耦合電路待測電流的幅值傳輸給頻譜分析儀,若將信號源輸出電平調整到合適的電平,從注入探頭耦入的每一頻率信號都能被接收探頭傳輸給頻譜分析儀,并被檢測到。信號源注入探頭的局部等效電路可用圖9(a) 、(b)表示: (a)注入探頭等效電路 (b)雙探頭等效電路圖9注入探頭和雙探頭的等效電路 設ZS為信號源內阻、VS為信號源輸出電壓、IP為信號

8、源電流、LP、LW和M分別為注入探頭原、副方的自感和互感。設IW為副方耦合電流。則: (1) (2)從(1)(2)式抵消得: (3)式中: 式(3)提示,在端的注入探頭電路可用等效電壓源及其源阻抗替代,如圖9(b)所示,圖中: 令: 則: (4)其中:代表測試裝置的固有阻抗。式(4)提示,在端的等效電路可用等效電壓源及其源阻抗替代,因此: (5)而可用接收探頭測得為: 式中:為接收探頭測得的電壓、為接收探頭校正后的轉移(傳輸)阻抗。進一步將式(5)變換為: 令: 則式(5)變換為: (6)如: VS保持不變,則在所給頻率范圍內可視為常數(shù)。哪獲得的問題就轉變?yōu)椤⒅档拇_定和與之間的數(shù)量級關系上。

9、為確定值,可將圖9(b)輸出端短路,即。 為確定值,可令,而,所以式中:為已知精密電阻。則： (7) (8)或: (9) (10)在保持不變和是常數(shù)條件下,若，就符合條件。 2)測試裝置及其校驗:具體開關電源無濾波器的共差模噪聲阻抗測試實驗裝置,如圖10(a)、(b)所示。 (a)共模測量裝置 (b)差模測量裝置圖10 雙電流探頭法的測量裝置原理圖兩個1電容器分別將火線和中線連接到地并與注入和接收探頭一齊構成RF耦合電路。為確保RF耦合電路的可重復性，兩個1電容器和兩個探頭的連接端口都要固定安裝在PCB版上，從PCB板連接到測試設備的線纜應盡可能地短,以減小由于導線不同位置所造成的寄生效應。裝

10、置的注入和接收探頭,選用泰克公司的CT-1和CT-2,約有700MHz帶寬足夠測試所需帶寬,裝置中的RF共模隔離電感為16mH、RF差模隔離電感為2×350,額定工作電流分別為2A和3A。為獲得測試裝置的系數(shù),將精密電阻器=600±1%,引入耦合電路并由接收探頭測得。根據(jù)(7)式計算獲得系數(shù)。之后被短路電路替代,再由接收探頭測得,根據(jù)(8)式計算獲得。最后推導出,可模擬為,1.12電阻、240電感器和串聯(lián)的2.2電容器。同時也驗證了的條件成立。3) 檢驗測試裝置的測試精度 為了檢驗測試裝置的測試精度,將測試裝置測試5k和5的精度和HP4191A阻抗分析儀的測試結果相比較,比

11、較結果分別見圖11(a) 、(b)。由于HP4191A的最低測試頻率為1MHz,所以僅比較1MHz30MHz頻段。由圖11(a) 、(b)看到,對比結果相當接近,如以HP4191A結果為參考,哪測試裝置,測試5k的最大測試誤差為4%、測試5的最大測試誤差為7%。(a)5K:虛線HP4191A、實線雙探頭 (b)5:虛線HP4191A、實線雙探頭圖11 比較兩種測試5K和5隨頻率變化的結果4)共差模噪聲源阻抗的測試和校正:為避免測試噪聲源阻抗時,受到的影響,在LISN與SMPS之間,分別插入16mH共模扼流圈和兩個350H差模扼流圈,進行共模和差模的隔離。設RF耦合電路實際測試的阻抗是,而和是并

12、聯(lián)的,若,則。這里:是所選扼流圈所提供的RF隔離阻抗、是實際要測的噪聲源阻抗。 現(xiàn)在選擇一臺22W、230V、0.5A開關電源做為測試樣機。CD和DM扼流圈分別選擇2A和3A的原因,是不希望扼流圈的磁芯,在開關電源正常工作時發(fā)生飽和。 測試前,首先要在不連接SMPS的條件下,測試AC電網(wǎng)和耦合電路的,然后再將SMPS接回測試AC電網(wǎng)和耦合電路。對于CM測試裝置,圖12(a)給出,在頻率10kHz30MHz測試的、和曲線。在10kHz40kHz段,意味,也說明CM扼流圈沒有飽和并提供很好的RF隔離。由于比小的多,所以。在8MHz左右觀察到有一個串聯(lián)諧振,這時的容抗等于的感抗?；谠?0kHz8M

13、Hz之間的趨勢,相當明顯是個950pF電容器。對于DM測試裝置,圖12(b)給出,在頻率10kHz30MHz的DM測試結果。對所有頻率范圍 ,可見DM扼流圈在此頻率范圍提供很好的RF隔離。由于與阻抗可比擬,的影響不能忽略,DM噪聲源阻抗必須由確定。基于隨頻率的幅值變化趨勢,能模擬為串聯(lián)的2.29電阻器、320nH電感器和2.2F電容器。由于能模擬為串聯(lián)的1.12電阻器、240電感器和2.2電容器。所以可從獲得, 分別為1.17和80H串聯(lián)的電阻器和電感器。(a)共模噪聲源阻抗測試曲線 (b)差模噪聲源阻抗測試曲線粗實線Zin、細實線ZT、虛線ZL 粗實線Zin、虛線ZT、點劃線ZL圖12共差模

14、噪聲源阻抗隨頻率變化的測試曲線4.共模、差模噪聲的分離網(wǎng)絡在測試SPMS噪聲源阻抗的過程中,接收探頭測得的電壓隨頻率的變化值,實際上就是我們所期望獲得的共模和差模分量。因此雙電流探頭測量裝置既是開關電源共、差模噪聲源阻抗測試裝置同時也是開關電源共、差模噪聲的分離網(wǎng)絡。這理要特別提出的是,待測設備的輸入阻抗是設計EMI電源濾波器的重要參數(shù)之一。如果設計EMI電源濾波器時不考慮被接設備的輸入阻抗,就有可能發(fā)生諧振后果,這時濾波器不但不會抑制電磁干擾,反而將電磁干擾放大;換句話說, EMI電源濾波器和被接設備的輸入阻抗之間,存在一個數(shù)量級的關系,即EMI電源濾波器的輸出阻抗曲線要始終遠低于被接測設備

15、的輸入阻抗曲線;否則EMI電源濾波器的輸出阻抗將會影響被接設備的穩(wěn)定性。雙電流探頭測試法的最大優(yōu)點是,理論依據(jù)比較完善,測量裝置中的RF耦合電路具有校正功能,耦合電路的阻抗能被測試和計算(當然是依靠測試裝置的系統(tǒng)軟件完成),在消除耦合電路引入的誤差后,測試精度可達到7%左右。有關文獻的測試結果表明,雙電流探頭法實際測試的頻率范圍為10kHz30MHz,符合最低的規(guī)范要求。如繼續(xù)要提高測試頻率的范圍,就需要不斷減小測試裝置的RF耦合電路的寄生參數(shù)。這在目前的技術條件下是有可能實現(xiàn)的。參考文獻1.GJB152A-1997(CE101;CE102)2.Kye Yak See,Junhong Deng

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