IGBT模塊驅(qū)動及保護(hù)技術(shù)

1、1 引言 IGBT是MOSFET與雙極晶體管的復(fù)合器件。它既有MOSFET易驅(qū)動的特點，又具有功率晶體管電壓、電流容量大等優(yōu)點。其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常工作于幾十kHz頻率范圍內(nèi)，故在較高頻率的大、中功率應(yīng)用中占據(jù)了主導(dǎo)地位。 IGBT是電壓控制型器件，在它的柵極-發(fā)射極間施加十幾V的直流電壓，只有A級的漏電流流過，基本上不消耗功率。但I(xiàn)GBT的柵極-發(fā)射極間存在著較大的寄生電容（幾千至上萬pF），在驅(qū)動脈沖電壓的上升及下降沿需要提供數(shù)A的充放電電流，才能滿足開通和關(guān)斷的動態(tài)要求，這使得它的驅(qū)動電路也必須輸出一定的峰值電流。 IGBT作為一種大功率的復(fù)合器件，存在著過

2、流時可能發(fā)生鎖定現(xiàn)象而造成損壞的問題。在過流時如采用一般的速度封鎖柵極電壓，過高的電流變化率會引起過電壓，為此需要采用軟關(guān)斷技術(shù)，因而掌握好IGBT的驅(qū)動和保護(hù)特性是十分必要的。 2 柵極特性 IGBT的柵極通過一層氧化膜與發(fā)射極實現(xiàn)電隔離。由于此氧化膜很薄，其擊穿電壓一般只能達(dá)到2030V，因此柵極擊穿是IGBT失效的常見原因之一。在應(yīng)用中有時雖然保證了柵極驅(qū)動電壓沒有超過柵極最大額定電壓，但柵極連線的寄生電感和柵極集電極間的電容耦合，也會產(chǎn)生使氧化層損壞的振蕩電壓。為此。通常采用絞線來傳送驅(qū)動信號，以減小寄生電感。在柵極連線中串聯(lián)小電阻也可以抑制振蕩電壓。 由于IGBT的柵極發(fā)射極和柵極集

3、電極間存在著分布電容Cge和Cgc，以及發(fā)射極驅(qū)動電路中存在有分布電感Le，這些分布參數(shù)的影響，使得IGBT的實際驅(qū)動波形與理想驅(qū)動波形不完全相同，并產(chǎn)生了不利于IGBT開通和關(guān)斷的因素。這可以用帶續(xù)流二極管的電感負(fù)載電路（見圖1）得到驗證。 (a)等 效 電 路 (b)開 通 波 形 圖1 IGBT開關(guān)等效電路和開通波形 在t0時刻，柵極驅(qū)動電壓開始上升，此時影響柵極電壓uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge，柵極電壓上升較快。在t1時刻達(dá)到IGBT的柵極門檻值，集電極電流開始上升。從此時開始有2個原因?qū)е聈ge波形偏離原有的軌跡。 首先，發(fā)射極電路中的分布電感Le上的感應(yīng)電壓隨著集電極電

4、流ic的增加而加大，從而削弱了柵極驅(qū)動電壓，并且降低了柵極發(fā)射極間的uge的上升率，減緩了集電極電流的增長。 其次，另一個影響柵極驅(qū)動電路電壓的因素是柵極集電極電容Cgc的密勒效應(yīng)。t2時刻，集電極電流達(dá)到最大值，進(jìn)而柵極集電極間電容Cgc開始放電，在驅(qū)動電路中增加了Cgc的容性電流，使得在驅(qū)動電路內(nèi)阻抗上的壓降增加，也削弱了柵極驅(qū)動電壓。顯然，柵極驅(qū)動電路的阻抗越低，這種效應(yīng)越弱，此效應(yīng)一直維持到t3時刻，uce降到零為止。它的影響同樣減緩了IGBT的開通過程。在t3時刻后，ic達(dá)到穩(wěn)態(tài)值，影響柵極電壓uge的因素消失后，uge以較快的上升率達(dá)到最大值。 由圖1波形可看出，由于Le和Cgc的

5、存在，在IGBT的實際運行中uge的上升速率減緩了許多，這種阻礙驅(qū)動電壓上升的效應(yīng)，表現(xiàn)為對集電極電流上升及開通過程的阻礙。為了減緩此效應(yīng)，應(yīng)使IGBT模塊的Le和Cgc及柵極驅(qū)動電路的內(nèi)阻盡量小，以獲得較快的開通速度。 IGBT關(guān)斷時的波形如圖2所示。t0時刻柵極驅(qū)動電壓開始下降，在t1時刻達(dá)到剛能維持集電極正常工作電流的水平，IGBT進(jìn)入線性工作區(qū)，uce開始上升，此時，柵極集電極間電容Cgc的密勒效應(yīng)支配著uce的上升，因Cgc耦合充電作用，uge在t1t2期間基本不變，在t2時刻uge和ic開始以柵極發(fā)射極間固有阻抗所決定的速度下降，在t3時，uge及ic均降為零，關(guān)斷結(jié)束。 由圖2可

6、看出，由于電容Cgc的存在，使得IGBT的關(guān)斷過程也延長了許多。為了減小此影響，一方面應(yīng)選擇Cgc較小的IGBT器件；另一方面應(yīng)減小驅(qū)動電路的內(nèi)阻抗，使流入Cgc的充電電流增加，加快了uce的上升速度。 在實際應(yīng)用中，IGBT的uge幅值也影響著飽和導(dǎo)通壓降：uge增加，飽和導(dǎo)通電壓將減小。由于飽和導(dǎo)通電壓是IGBT發(fā)熱的主要原因之一，因此必須盡量減小。通常uge為1518V，若過高，容易造成柵極擊穿。一般取15V。IGBT關(guān)斷時給其柵極發(fā)射極加一定的負(fù)偏壓有利于提高IGBT的抗騷擾能力，通常取510V。 3 柵極串聯(lián)電阻對柵極驅(qū)動波形的影響 柵極驅(qū)動電壓的上升、下降速率對IGBT開通關(guān)斷過程

7、有著較大的影響。IGBT的MOS溝道受柵極電壓的直接控制，而MOSFET部分的漏極電流控制著雙極部分的柵極電流，使得IGBT的開通特性主要決定于它的MOSFET部分，所以IGBT的開通受柵極驅(qū)動波形的影響較大。IGBT的關(guān)斷特性主要取決于內(nèi)部少子的復(fù)合速率，少子的復(fù)合受MOSFET的關(guān)斷影響，所以柵極驅(qū)動對IGBT的關(guān)斷也有影響。 在高頻應(yīng)用時，驅(qū)動電壓的上升、下降速率應(yīng)快一些，以提高IGBT開關(guān)速率降低損耗。 在正常狀態(tài)下IGBT開通越快，損耗越小。但在開通過程中如有續(xù)流二極管的反向恢復(fù)電流和吸收電容的放電電流，則開通越快，IGBT承受的峰值電流越大，越容易導(dǎo)致IGBT損害。此時應(yīng)降低柵極驅(qū)

8、動電壓的上升速率，即增加?xùn)艠O串聯(lián)電阻的阻值，抑制該電流的峰值。其代價是較大的開通損耗。利用此技術(shù)，開通過程的電流峰值可以控制在任意值。 由以上分析可知，柵極串聯(lián)電阻和驅(qū)動電路內(nèi)阻抗對IGBT的開通過程影響較大，而對關(guān)斷過程影響小一些，串聯(lián)電阻小有利于加快關(guān)斷速率，減小關(guān)斷損耗，但過小會造成di/dt過大，產(chǎn)生較大的集電極電壓尖峰。因此對串聯(lián)電阻要根據(jù)具體設(shè)計要求進(jìn)行全面綜合的考慮。 柵極電阻對驅(qū)動脈沖的波形也有影響。電阻值過小時會造成脈沖振蕩，過大時脈沖波形的前后沿會發(fā)生延遲和變緩。IGBT的柵極輸入電容Cge隨著其額定電流容量的增加而增大。為了保持相同的驅(qū)動脈沖前后沿速率，對于電流容量大的I

9、GBT器件，應(yīng)提供較大的前后沿充電電流。為此，柵極串聯(lián)電阻的電阻值應(yīng)隨著IGBT電流容量的增加而減小。 4 IGBT的驅(qū)動電路 IGBT的驅(qū)動電路必須具備2個功能：一是實現(xiàn)控制電路與被驅(qū)動IGBT柵極的電隔離；二是提供合適的柵極驅(qū)動脈沖。實現(xiàn)電隔離可采用脈沖變壓器、微分變壓器及光電耦合器。 圖3為采用光耦合器等分立元器件構(gòu)成的IGBT驅(qū)動電路。當(dāng)輸入控制信號時，光耦VLC導(dǎo)通，晶體管V2截止，V3導(dǎo)通輸出15V驅(qū)動電壓。當(dāng)輸入控制信號為零時，VLC截止，V2、V4導(dǎo)通，輸出10V電壓。15V和10V電源需靠近驅(qū)動電路，驅(qū)動電路輸出端及電源地端至IGBT柵極和發(fā)射極的引線應(yīng)采用雙絞線，長度最好不

10、超過0.5m。 圖 3 由 分 立 元 器 件 構(gòu) 成 的 IGBT驅(qū) 動 電 路圖4為由集成電路TLP250構(gòu)成的驅(qū)動器。TLP250內(nèi)置光耦的隔離電壓可達(dá)2500V，上升和下降時間均小于0.5s，輸出電流達(dá)0.5A，可直接驅(qū)動50A/1200V以內(nèi)的IGBT。外加推挽放大晶體管后，可驅(qū)動電流容量更大的IGBT。TLP250構(gòu)成的驅(qū)動器體積小，價格便宜，是不帶過流保護(hù)的IGBT驅(qū)動器中較理想的選擇。 圖4 由 集 成 電 路TLP250構(gòu) 成 的 驅(qū) 動 器5 IGBT的過流保護(hù) IGBT的過流保護(hù)電路可分為2類：一類是低倍數(shù)的（1.21.5倍）的過載保護(hù)；一類是高倍數(shù)（可達(dá)810倍）的短路

11、保護(hù)。 對于過載保護(hù)不必快速響應(yīng)，可采用集中式保護(hù)，即檢測輸入端或直流環(huán)節(jié)的總電流，當(dāng)此電流超過設(shè)定值后比較器翻轉(zhuǎn)，封鎖所有IGBT驅(qū)動器的輸入脈沖，使輸出電流降為零。這種過載電流保護(hù)，一旦動作后，要通過復(fù)位才能恢復(fù)正常工作。 IGBT能承受很短時間的短路電流，能承受短路電流的時間與該IGBT的導(dǎo)通飽和壓降有關(guān)，隨著飽和導(dǎo)通壓降的增加而延長。如飽和壓降小于2V的IGBT允許承受的短路時間小于5s，而飽和壓降3V的IGBT允許承受的短路時間可達(dá)15s，45V時可達(dá)30s以上。存在以上關(guān)系是由于隨著飽和導(dǎo)通壓降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路電流同時增大，短路時的功耗隨著電流的平方加大，造成承受

12、短路的時間迅速減小。 通常采取的保護(hù)措施有軟關(guān)斷和降柵壓2種。軟關(guān)斷指在過流和短路時，直接關(guān)斷IGBT。但是，軟關(guān)斷抗騷擾能力差，一旦檢測到過流信號就關(guān)斷，很容易發(fā)生誤動作。為增加保護(hù)電路的抗騷擾能力，可在故障信號與啟動保護(hù)電路之間加一延時，不過故障電流會在這個延時內(nèi)急劇上升，大大增加了功率損耗，同時還會導(dǎo)致器件的di/dt增大。所以往往是保護(hù)電路啟動了，器件仍然壞了。 降柵壓旨在檢測到器件過流時，馬上降低柵壓，但器件仍維持導(dǎo)通。降柵壓后設(shè)有固定延時，故障電流在這一延時期內(nèi)被限制在一較小值，則降低了故障時器件的功耗，延長了器件抗短路的時間，而且能夠降低器件關(guān)斷時的di/dt，對器件保護(hù)十分有利

13、。若延時后故障信號依然存在，則關(guān)斷器件，若故障信號消失，驅(qū)動電路可自動恢復(fù)正常的工作狀態(tài)，因而大大增強(qiáng)了抗騷擾能力。 上述降柵壓的方法只考慮了柵壓與短路電流大小的關(guān)系，而在實際過程中，降柵壓的速度也是一個重要因素，它直接決定了故障電流下降的di/dt。慢降柵壓技術(shù)就是通過限制降柵壓的速度來控制故障電流的下降速率，從而抑制器件的dv/dt和uce的峰值。圖5給出了實現(xiàn)慢降柵壓的具體電路。 圖5 實現(xiàn)慢降柵壓的電路 正常工作時，因故障檢測二極管VD1的導(dǎo)通，將a點的電壓鉗位在穩(wěn)壓二極管VZ1的擊穿電壓以下，晶體管VT1始終保持截止?fàn)顟B(tài)。V1通過驅(qū)動電阻Rg正常開通和關(guān)斷。電容C2為硬開關(guān)應(yīng)用場合提

14、供一很小的延時，使得V1開通時uce有一定的時間從高電壓降到通態(tài)壓降，而不使保護(hù)電路動作。 當(dāng)電路發(fā)生過流和短路故障時，V1上的uce上升，a點電壓隨之上升，到一定值時，VZ1擊穿，VT1開通，b點電壓下降，電容C1通過電阻R1充電，電容電壓從零開始上升，當(dāng)電容電壓上升到約1.4V時，晶體管VT2開通，柵極電壓uge隨電容電壓的上升而下降，通過調(diào)節(jié)C1的數(shù)值，可控制電容的充電速度，進(jìn)而控制uge的下降速度；當(dāng)電容電壓上升到穩(wěn)壓二極管VZ2的擊穿電壓時，VZ2擊穿，uge被鉗位在一固定的數(shù)值上，慢降柵壓過程結(jié)束，同時驅(qū)動電路通過光耦輸出過流信號。如果在延時過程中，故障信號消失了，則a點電壓降低，

15、VT1恢復(fù)截止，C1通過R2放電，d點電壓升高，VT2也恢復(fù)截止，uge上升，電路恢復(fù)正常工作狀態(tài)。 6 IGBT開關(guān)過程中的過電壓 關(guān)斷IGBT時，它的集電極電流的下降率較高，尤其是在短路故障的情況下，如不采取軟關(guān)斷措施，它的臨界電流下降率將達(dá)到數(shù)kA/s。極高的電流下降率將會在主電路的分布電感上感應(yīng)出較高的過電壓，導(dǎo)致IGBT關(guān)斷時將會使其電流電壓的運行軌跡超出它的安全工作區(qū)而損壞。所以從關(guān)斷的角度考慮，希望主電路的電感和電流下降率越小越好。但對于IGBT的開通來說，集電極電路的電感有利于抑制續(xù)流二極管的反向恢復(fù)電流和電容器充放電造成的峰值電流，能減小開通損耗，承受較高的開通電流上升率。一

16、般情況下IGBT開關(guān)電路的集電極不需要串聯(lián)電感，其開通損耗可以通過改善柵極驅(qū)動條件來加以控制。 7 IGBT的關(guān)斷緩沖吸收電路 為了使IGBT關(guān)斷過電壓能得到有效的抑制并減小關(guān)斷損耗，通常都需要給IGBT主電路設(shè)置關(guān)斷緩沖吸收電路。IGBT的關(guān)斷緩沖吸收電路分為充放電型和放電阻止型。 充放電型有RC吸收和RCD吸收2種。如圖6所示。 (a)RC型 (b)RCD型 圖 6 充 放 電 型 IGBT緩 沖 吸 收 電 路RC吸收電路因電容C的充電電流在電阻R上產(chǎn)生壓降，還會造成過沖電壓。RCD電路因用二極管旁路了電阻上的充電電流，從而克服了過沖電壓。 圖7是三種放電阻止型吸收電路。放電阻止型緩沖電路中吸收電容Cs的放電電壓為電源電壓，每次關(guān)斷前，Cs僅將上次關(guān)斷電壓的過沖部分能量回饋到電源，減小了吸收電路的功耗。因電容電壓在IGBT關(guān)斷時從電源電壓開始上升，它的過電壓吸收能力不如RCD型充放電型。 (a)LC型 (b)RLCD型 (c)RLCD型 圖7 三 種 放 電 阻 止型 吸 收 電 路 從吸收過電壓的能力來說，放電阻止型吸收效果稍差，但能量損耗較小。 對緩沖吸收電路的要求是： 1）盡量減小主電路的布線電感La； 2）吸收電容應(yīng)采用低感吸收電容，它的引線應(yīng)盡量短，最好直接接在IGBT的端子上； 3）吸收二極管應(yīng)選用快開通和快軟恢復(fù)二極管，以免產(chǎn)生開通過電壓和反向恢復(fù)引起較大的振