通用變頻器的硬件電路設計

1、1 通用變頻器的硬件電路設計1.1 通用變頻器的總體設計本設計的系統以TI公司的TMS320LF2407A為控制核心，由主電路、系統保護電路和控制電路組成，其總體設計圖如圖3.1所示。圖1.1 基于DSP的通用變頻調速系統總體設計圖其中主電路部分由整流電路、濾波電路、逆變電路(IPM)和IPM驅動電路與吸收電路組成。其工作原理是把單相交流電壓通過不可控整流模塊變?yōu)橹绷麟妷?，整流后的脈動電壓再經過大電容C1，C2平滑后成為穩(wěn)定的直流電壓。IPM逆變電路對該直流電壓進行斬波，形成電壓和頻率均可調的三相交流電，提供給電機。系統保護電路包括過壓、欠壓保護、限流啟動、IPM故障保護與泵升控制等。過壓、欠

2、壓保護是利用電阻分壓采集母線電壓，與規(guī)定值相比較；限流啟動是由于開啟主回路時，大電容充電瞬間引起的電流過大，這樣可能會損壞整流橋，因此在主回路上串聯限流電阻R1，當電容電壓達到規(guī)定值時，啟動繼電器把R1短路，主回路進入正常工作狀態(tài)；IPM故障保護是IPM內部集成的各種保護功能，包括過電流保護功能、短路保護功能、控制電源欠電壓保護和管殼及管芯溫度過熱保護。把上述各種故障信號進行綜合處理后形成總的故障信號送入DSP(TMS320LF2407A)的PDPINTA故障中斷入口，進而封鎖DSP的PWM波輸出。控制電路包括DSP最小系統電路、頻率輸入電路、光耦隔離電路等。最小系統由DSP本身和外擴的數據S

3、RAM、程序SRAM、復位電路、晶振、譯碼電路、電源轉換電路和仿真接口JTAG電路組成，仿真接口JTAG電路是為了實現在線仿真，同時在調試過程裝載數據代碼和程序代碼；頻率輸入電路可以設置系統要輸出的SPWM波的頻率；光耦隔離電路是為了把DSP輸出的弱電信號和主電路的強電信號進行可靠隔離。1.2 主電路的設計主電路原理圖如下圖所示，由整流電路、濾波電路、逆變電路(IPM)和IPM的吸收電路組成。主電路采用典型的交直交電壓源型通用變頻器結構，輸入功率級采用單相橋式不可控整流電路RB1，整流輸出經中間環(huán)節(jié)大電容(由C1到C4電容組成)濾波，獲得平滑的直流電壓。逆變部分通過功率器件IGBT的導通和關斷

4、，輸出交變的主電路原理圖脈沖電壓序列。由于功率器件開關頻率過高，會產生電壓尖脈沖，因此需要吸收電路來消除該尖峰。圖中C5為C型吸收電路，R6到R11和C6到C11組成RC型吸收電路。發(fā)光二極管DS1用來顯示濾波電容兩端的電量。下面詳細介紹各個部分電路及元件參數。(被控電動機參數為：聯接，額定功率為PN=60W，額定電壓UN=220V，額定電流IN=0.28A，額定頻率fN=50Hz，額定轉速nN=1400r/min。)1.2.1 整流電路整流電路由4個整流二極管組成單相不可控整流橋，它們將電源的單相交流全波整流成直流。整流電路因變頻器輸出功率大小不同而異。小功率的，輸入電源多用220V，整流電

5、路為單相全波整流橋；大功率的，一般用三相380V電源，整流電路為三相橋式全波整流電路。本設計采用的是單相整流橋。整流二極管的計算，通過二極管的峰值電流：IM=IN=A (1.1)流過二極管電流的有效值： (1.2)二極管電流定額：In=(23)Id=1.121.68A (1.3)考慮濾波電容的充電電流影響，要有更大的電流裕量，選用In=10A。整流二極管的電壓定額：Un=Um= (1.4)選用Un=1000V。根據上面計算的電壓和電流以及市場價格和供貨情況，實際選用的單相整流橋為10A，1000V。1.2.2 濾波電路在整流電路中輸出電壓是脈動的，另外，在逆變部分產生的脈動電流和負載變化也使得

6、直流電壓產生脈動，為了將其中的交流成分盡可能的濾除掉，使之變成平滑的直流電，必須在其后加上一個低通濾波電路。這里采用常用的電容濾波電路，在整流輸出端并入大電容，整流輸出直流電壓含有很多偶次諧波，頻率越高，電容容抗越小，分流作用越大，諧波被濾除的就越多，輸出電壓的平均值就越大。濾波電容除了濾除整流后的電壓紋波外，還在整流電路與逆變器之間起去禍作用，以消除相互干擾，這就給作為感性負載的電動機提供必要的無功功率。因而，中間直流電路電容器的電容量必須較大，起到儲能作用，所以中間直流電路的電容器又稱儲能電容器。在沒有加入濾波電容時，單相整流橋輸出平均直流電壓為： (1.5)加上濾波電容后，Un的最高電壓

7、可達交流線電壓的峰值： (1.6) 假設輸入電壓的波動范圍為200V240V，當輸入電壓對應240V的輸入，整流后的電壓為324V。又設電源功率因數為0.9，那么每一個周期，電容吸收的能量為： (1.7)式中為電機輸出功率，Upk為峰值電壓，Umin為最小交流輸入電壓?？紤]到紋波的需要，最小的交流輸入電壓應該在200V以上，所以有： (1.8)濾波電容理論上講越大越好，實際中考慮價格我們選擇4個450伏330F的電解電容，分別兩個并聯后再2個串聯，最后等效為一個耐壓900伏330F的電容。并聯在電容兩端的為均衡電阻，由于電容的各個參數不是完全相同，此均衡電阻使串聯的電容分壓相同，同時在電源關斷

8、時，給電容提供一個放電回路，此電阻阻值選用47k。1.2.3 逆變電路逆變電路的功率開關器件選用的是以絕緣柵雙極晶體管(IGBT)為核心的智能功率模塊(IPM)。IPM的內部基本結構為IGBT單元組成的三相橋臂；（見附錄1）內含續(xù)流二極管；內置驅動電路、保護電路和報警輸出電路。IPM管腳的功能如表1.1所示（見附錄2）IPM的選?。篒GBT正反向峰值電壓為：UM= (1.9)IGBT電壓定額為： (1.10)式中： 1.5安全裕量 1.2考慮大電容濾波后的電感升高系數IGBT通態(tài)峰值電流為：IM=IN=×= (1.11)IGBT電流定額為：IN=IM= (1.12)式中：1.5安全裕

9、量 1.2考慮電機的過載倍數故可選用l0A/600V的IPM模塊，型號為PM10CSJ060。(4)續(xù)流電路續(xù)流二極管的主要功能有：1)電動機的繞組是電感性的，其電流具有無功分量。續(xù)流二極管為無功電流返回直流電源提供“通道”。2)當頻率下降、電動機再生制動狀態(tài)時，再生電流將通過續(xù)流二極管返回直流回路。3)IGBT(Q1Q6)進行逆變的基本工作過程：同一橋臂的兩個逆變管，處于不停的交替導通和截止的狀態(tài)。在這交替導通和截止的換相過程中，也不時地需要續(xù)流二極管提供通路。(5)IPM逆變器開關頻率的確定在變頻調速系統中，采用SPWM逆變電路可以大大降低逆變電路輸出電壓的諧波，使逆變電路的輸出電流接近正

10、弦波。諧波的減少取決于逆變電路功率元件的開關頻率，而開關頻率則受器件開關時間的限制。盡管智能功率模塊IPM的開關頻率可達1020kHz，但在確定逆變電路開關頻率時，除了應使逆變電路輸出接近正弦波，還要考慮器件的開關損耗，以保證變頻調速系統具有較高的效率。因此，必須全面衡量后再確定采用IPM的逆變電路的開關頻率。本系統開關頻率選用1.8kHz。1.2.4 以IPM為功率器件的驅動電路IPM逆變驅動接口電路如圖1.4所示(上橋臂只以U相為例)。（見附錄3）(1)驅動電源1)當控制信號(柵極驅動)與主電流共用一個電流路徑時，由于主回路有很高的di/dt，至使在具有寄生電感的功率回路產生感應電壓，而導

11、致可能感應到柵極把本來截止的IGBT導通。因此IPM驅動電源需要采用四組隔離電源。上橋臂每相各用一組電源，下橋臂三相共用一組。2)驅動電源電壓在13.5V16.5V之間，IPM能夠正常工作。若電源電壓高于16.5V，則IGBT因驅動電源電壓過高，保護性能得不到充分的保證，高于20V時IGBT管的柵極會損壞，因此絕對不能加如此高的電壓。若電源電壓低于13.5V，IGBT驅動電源電壓不足，這時控制信號為無效操作。典型的工作電壓一般取15V。3)制作驅動電源時，應盡量降低紋波電壓，還要使電源的附加噪聲降到最小?？稍诳刂齐娫摧敵龆私?0F及0.1F的濾波電容，保持電源平穩(wěn)，修正線路阻抗。(2)控制信號

12、輸入控制電路電流與開關頻率有關(見附錄4)，因此控制端加一個上拉電阻。上拉電阻應盡可能小以避免高阻抗IPM拾取噪聲，但又要足夠可靠地控制IPM。在PWM信號輸入端必須用高速光耦進行隔離，一般取光耦的開關速度tPLH、tPHL<0.8us、共模抑比CMR>l0kV/us，通常的型號有：HCPL4504，TLP559，6N136，并且在光耦輸出端接一個0.1uF的退耦電容。故障信號Fo使用時必須注意，當TFO=1.8ms(典型值)有效時，IPM會關斷開關并使輸入無效。在Fo結束后自動復位，同時輸入有效。因而在Fo輸出時系統必須在1.8ms內使PWM信號無效，等故障排除后方可重新有效。低

13、速光耦可用于故障輸出端。1.3 控制電路的設計本系統采用高性能的DSP(TMS320LF2407A)為控制核心，與頻率輸入電路、光耦隔離電路構成了結構比較簡單的控制系統。DSP(TMS320LF2407A)的最小系統電路DSP目標板能為使用者提供一個方便的開發(fā)環(huán)境，開發(fā)者可以根據自己實際的使用情況設計不同的目標，本次研究使用的TMS320LF2407A目標板是能夠開發(fā)使用DSP的最小系統板，它主要由TMS320LF2407A芯片、電源電路、時鐘、片外數據/程序存儲器、譯碼電路、JTAG仿真接口、外部總線擴展接口等組成。DSP最小系統框圖如圖所示：圖3.11 DSP最小系統框圖(1)電源電路DS

14、P最小系統僅由一個外部5V電源供電。由于LF2407A芯片供電電壓只能是3.3V，所以在設計電路時，需要將5V電源變換為3.3V給CPU供電，因此使用了TI公司的5V/3.3V電源轉換芯片TPS767D301，該芯片最大輸出電流為1A。電路如下圖所示：電源轉換電路 (2)時鐘系統主時鐘輸出信號CLKOUT1是由片內時鐘發(fā)生器產生的，其頻率是源時鐘信號CLKIN的分頻或倍頻。時鐘發(fā)生器由兩個獨立元件、一個振蕩器和一個鎖相環(huán)(PLL)組成。內部振蕩器CLKIN和CLKOUT1信號，使CLKOUT1=CLK1N/2。PLL可使CLKOUT1的頻率是CLKIN頻率的一個倍數，并將CLKOUT1的相位鎖

15、定在從CLKIN上。電路如下圖所示。通過一個連接于XTAL1/CLKIN和XTAL2引腳之間的晶振產生源時鐘信號，以啟動內部振蕩器。時鐘電路(3)JTAG仿真接口電路幾乎所有的高速控制器和可編程器件都配有標準仿真接口JTAG，LF2407A也不例外。JTAG掃描邏輯電路用于仿真和測試，采用JTAG可實現在線仿真，同時也是調試過程裝載數據、代碼的唯一通道。通過JTAG接口可將仿真器與目標系統相連接。JTAG接口符合IEEE1149.1設計標準。為了與仿真器通信，DSP控制板必須帶有14引腳的雙排直插管座。LF240ADSP和14針仿真插座連接的電路如圖3.15所示。圖3.15 JTAG引腳圖1.

16、3.1 頻率信號輸入電路本變頻調速系統對應的輸出頻率范圍是060Hz，步進為1Hz，因此要求輸入信號可以輸入0到60中的任一個數。本系統采用8路撥段開關來輸入8路高、低電平對應二進制數0、1，這8位二進制數的值就是輸入的頻率值，從而達到調節(jié)輸入頻率值的目的。撥段開關產生的這8路信號再連接到DSP的PE口，DSP采集這8路信號再在程序中作相應的處理以產生對應頻率的輸出信號。電路如下圖所示。頻率信號輸入電路1.3.2 光耦隔離電路本系統設計時選擇東芝公司的光電耦合器TLP559，該光耦的開關速度tPLH=0.5s，tpHL=0.3s、共模抑制比CMR>10kV/s。電路連接時使光耦與IPM控

17、制端子間的布線最短，布線阻抗最小。TLP559為發(fā)光二極管驅動方式，dv/dt的耐量小，故采用光耦陰極接限流電阻的驅動電路形式，電路如下圖所示。光耦隔離電路附錄1IPM內部基本結構原理圖附錄2表1.1 IPM各管腳功能表管腳功能VUPC(1)上橋臂U相驅動電源+端輸入VFO(2)上橋臂U相故障輸出端(低有效)UP(3)上橋臂U相驅動信號輸入端(低有效)VUP1(4)上橋臂U相驅動電源端輸入VVPC(5)上橋臂V相驅動電源+端輸入VFO(6)上橋臂V相故障輸出端(低有效)VP(7)上橋臂V相驅動信號輸入端(低有效)VVP1(8)上橋臂V相驅動電源端輸入VWPC(9)上橋臂W相驅動電源+端輸入WFO(10)上橋臂W相故障輸出端(低有效)WP(11)上橋臂W相驅動信號輸入端(低有效)VWP1(12)上橋臂W相驅動電源端輸入VNC(13)下橋臂共用驅動電源端輸入