有源功率因數(shù)校正功率因數(shù)的定義功率因數(shù)PF定義為功率因數(shù)_第1頁
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文檔簡介

1、有源功率因數(shù)校正、功率因數(shù)的定義功率因數(shù)PF定義為:功率因數(shù)(PF)是指交流輸入有功功率(P)與輸入視在功率(S)的比值PF=P=U L11 coscos = cos UL1R1R式中:基波因數(shù),即基波電流有效值Ii與電網(wǎng)電流有效值IR之比。IR:電網(wǎng)電流有效值I仁基波電流有效值UL:電網(wǎng)電壓有效值cos:基波電流與基波電壓的位移因數(shù)在線性電路中,無諧波電流,電網(wǎng)電流有效值IR與基波電流有效值I1相等, 基波因數(shù)=1,所以PF= cos二1cos二cos。當線性電路且為純電 阻性負載時,PF= cos二11=1。二、有源功率因數(shù)校正技術(shù)1有源功率因數(shù)校正分類(1)按電路結(jié)構(gòu)分為:降壓式、升/降

2、壓式、反激式、升壓式(boost)。其中升壓式為簡單電流型控制,PF值高,總諧波失真(THD:Total HarmonicDistortion)小,效率高,適用于75W2000W功率范圍的應(yīng)用場合,應(yīng)用最為廣 泛。它具有以下優(yōu)點:電路中的電感L適用于電流型控制由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓,所以電容器C體積小、儲能大在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù) 輸入電流連續(xù),并且在APFC開關(guān)瞬間輸入電流小,易于EMI濾波 升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變,提高了電路工作可靠性(1)(2)按輸入電流的控制原理分為:平均電流型(工作頻率固定,輸入電流連續(xù))、滯后

3、電流型、峰值電流型、電壓控制型1iLi_(a)平均電流型圖 1 輸入電流波形圖其中平均電流型的主要有點如下:恒頻控制工作在電感電流連續(xù)狀態(tài),開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積小。能抑制開關(guān)噪聲輸入電流波形失真小主要缺點是:控制電路復(fù)雜需用乘法器和除法器需檢測電感電流需電流控制環(huán)路跟蹤餞差小瞬態(tài)特性好對噪聲不敏憋開關(guān)頻率固定THD/hEMI 小需檢測電感電流和乘法器, 控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜二極管反向恢復(fù)問題UC3854ABUC3854ABEMI :電磁干擾(Electromagnetic-interference )(3) 按輸入電流的工作模式分為:連續(xù)導(dǎo)通模式CCM(ContinuousConduc

4、tionMode)和不連續(xù)導(dǎo)通模式DCM(Disco nti nu ous Con duction Mode)。(4) 按拓撲結(jié)構(gòu)可分為:雙級模式和單級模式。雙級、單級 APFC 比較單級功率校正-峰值電流控制2、有源功率因數(shù)校正原理有源功率因數(shù)校正(Active Power Factor Correction,簡稱APFC技術(shù)的平均電流模式磚廠innrLnjinrLrU平均電流控制的控制器DC.TM:思路是,控制已整流后的電流,使之在對濾波大電容充電之前能與整流后的電壓波形相同,從而避免形成電流脈沖,減小輸入電流諧波,達到改善功率因數(shù)的目的有源功率因數(shù)校正電路原理圖整流器輸出電壓ud、升壓變

5、換器輸出電容電壓uC與給定電壓U*c的差值都 同時作為乘法器的輸入,構(gòu)成電壓外環(huán),而乘法器的輸出就是電流環(huán)的給定電 流I*s。升壓變換器輸出電容電壓uC與給定電壓U*c作比較的目的是判斷輸出電壓 是否與給定電壓相同,如果不相同,可以通過調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)使之與給定電壓相同, 調(diào)節(jié)器(圖中的運算放大器)的輸出是一個直流值,這就是電壓環(huán)的作用。而整 流器輸出電壓ud顯然是正弦半波電壓波形,它與調(diào)節(jié)器結(jié)果相乘后波形不變, 所以很明顯也是正弦半波的波形且與將乘法器的輸出作為電流環(huán)的給定信號I*s,才能保證被控制的電感電流iL與電壓波形ud一致。l*s的 幅值與輸出電壓uC同給定電壓U*c的差值有關(guān),也與ud的

6、幅值有關(guān)。L1中的電流檢測信號iF與l*s構(gòu)成電流環(huán), 產(chǎn)生PWM信號,即開關(guān)V的驅(qū)動信號。V導(dǎo)通,電感電流iL增加, 電流線性增加,電能以磁能的形式儲存在電感線圈中,電容C放電為負載提供 能量。當iL增加到等于電流Is*時,V截止,二極管導(dǎo)通,電源和升壓電感L1(由 于線圈中的磁能將改變線圈L兩端的電壓極性,以保持其電流iL不變,線圈L轉(zhuǎn)化成VL與電源電壓VIN串聯(lián)高于輸出電壓)釋放能量,同時給電容C充電 和向負載供電, 這就是電流環(huán)的作用。ud同相。D這種電路優(yōu)點是輸入電流完全連續(xù), 并且在整個輸入電壓的正弦周期都可以 調(diào)試,缺點是輸出電壓必須大于輸入電壓的最大值,所以輸出電壓比較高,不能

7、利用開關(guān)管實現(xiàn)輸出短路保護。三、UC3854 控制集成塊UC3854是一種工作于平均電流的的升壓型(boost)APFC電路,它的峰值 開關(guān)電流近似等于輸入電流,是目前使用最廣泛的APFC電路。1 1、UC3854UC3854 總體結(jié)構(gòu)UC3854的總體結(jié)構(gòu)如下圖所示,主要包括以下幾個功能模塊:電壓誤差放 大器模塊,電流誤差放大器模塊,乘除法器模塊,鋸齒波發(fā)生器模塊,輸出驅(qū)動 模塊,以及峰值限制比較器模塊,欠電壓過電壓保護模塊,軟起動模塊和一些數(shù) 字邏輯。為了簡化模型,建模中省去欠電壓、過電壓鎖存比較器,軟起動等輔助環(huán)節(jié)。UC3854內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖中,標有A、B、C的方框是所謂的乘法器,電壓誤差

8、放大器的輸出(在引腳7上可以測量到)是乘法器的一個輸入,稱作A。乘法器的另一個輸入,取自整流器的輸出電壓波形,通過引腳6引入,稱作B。前饋電壓校正是通過引腳6引入的,稱作C。這三個量在乘法器里運算后,乘法器輸出為電流Imo,它接到引腳5。這個電流Imo與實際電流值Isense(引 腳4)在電流誤差放大器中進行比較。電流誤差放大器的右側(cè)是PWM比較器。在PWM比較器里,電流誤差放大器的輸出與芯片振蕩器的輸出斜坡電壓相比ENA 10V SENSE111BV EVCC 3 腔盤VYVAOUT MULTOUT CAOUT PKLlMRUNyILOSCILLATORRR S7.EVREFIC .POWE

9、R1斗i*FIUGTDRV1 GND較。振蕩器與PWM比較器的輸出用來驅(qū)動一個RS觸發(fā)器,RS觸發(fā)器再驅(qū) 動推挽電路輸出PWM信號(腳16),用來控制主電路開關(guān)管的開斷時刻。振蕩器的定時電容從引腳14接入, 定時電阻器外接在腳12,它在UC3854中還起到乘法器的最大輸出電流限制作用。另外, 芯片工作電源自腳15引入, 腳1為芯片“地”。UC3854內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖的左上角,包含了一個欠壓鎖定比較器和一個使能比較器,它們都是滯環(huán)比較器,欠壓比較器用來監(jiān)控芯片本身工作電源的電平;使能比較器可用來控制芯片是處于工作狀態(tài)還是封鎖狀態(tài),只有當使能比較器的輸出 都為高電平時,才允許芯片進入工作狀態(tài)。這兩個比較

10、器的下方是電壓比較器。 芯片中的電壓比較器實際上是電壓誤差 放大器。電壓比較器的同相輸入端內(nèi)接3V的參考電壓,反相輸入端連接到引 腳11,稱作Vsenee,Vsence代表的是輸出電壓。電壓誤差放大器旁邊所接的二極管是想表示其內(nèi)部作用而不是表示其實際 配置。電壓誤差放大器的同相輸入端還連到下方的軟啟動電路。這樣可以讓電壓控制環(huán)在輸出電壓達到它的工作點之前就開始工作,可以消除一般電源裝置深受其害的開啟超調(diào)。 在引腳11與放大器反向輸入端之間所接的二極管同樣是一 個理想二極管,用來消除參考電壓上是否有額外的二極管壓降的疑慮。引腳2上提供一個緊急峰值電流限制信號,當腳2的電平被輕微地拉到“地”以下時

11、,PWM輸出信號就會被封鎖。芯片內(nèi)置了一個14uA電流源給軟起動電路的定時電容器CT充電。2、UC3854的引腳(端)功能表引腳序號引腳符號引腳說明1Gnd接地端,器件內(nèi)部電壓均以此電壓為基準2PK1MT峰值限定端,其閾值電壓為零伏與芯片外電流傳感電阻負端相連,有可與芯片內(nèi)接基準 電壓的電阻相連,使峰值電流比較器反向端電位補償至零3CAOut電流誤差放大器的輸岀端,對輸入總線電流進行檢測,并向脈寬調(diào)制器發(fā)送電流校正信 號的寬帶運放輸岀4Isense電流傳感信號接至電流放大器反向輸入端,4 腳電壓應(yīng)高于一 0.5 伏(因采用二極管對地保護)5MultOut乘法放大器的輸岀和電流誤差放大器的正向輸

12、入端6IAC乘法器前饋交流輸入端, 與 B 端相連,6 腳的設(shè)定電壓為 6 伏,通過外接電阻與整流橋輸岀工頻總線相連,并用電阻與芯片內(nèi)基準相連7VAOut誤差電壓放大器的輸出電壓,這個信號又與乘法器A 端相連,但若低于 1 伏乘法器便無輸出8VRMS前饋總線電壓有效值端,與跟輸入線電壓有效值正比的電阻相連時,可對線電壓的變化 進行補償91VREF基準電壓輸岀端,可對周邊電路提供10mA 的驅(qū)動電流10ENA允許比較器輸入端,不用時與+5 伏電壓相連11VSENSE電壓誤差放大器反向輸入端,在芯片外與反饋網(wǎng)絡(luò)相連,或通過分壓網(wǎng)絡(luò)與功率因子較 正器輸出相連12RSET12 腳信號與地接入不同的電阻

13、,用來調(diào)節(jié)振蕩器的輸岀和乘法器的最大輸岀13SS軟起動端,與誤差電壓放大器同相端相連14CT接對地電容器 CT,作為振蕩器定時電容15VCC正電源閾值為 10V16V16GTDrvPWMW號的圖騰輸出端,外接 MOSFE 管的柵極,該端電壓箝位在 15V3 3、主要電路參數(shù)設(shè)計3.1主要設(shè)計要求(1)輸入:AC 220V20%,50Hz5%。(2)輸出:DC 400V。(3)輸出功率:5000W。(4)電壓調(diào)整率:W1%,負載10%100%變化范圍時。(5)效率:80%。(6)功率因數(shù):在輸入電壓220V20%,輸出 滿載時,99%。3.2主要參數(shù)計算與選擇(1)主開關(guān)器件VT的選擇開關(guān)器件所

14、承受的最大電壓為輸出直流電壓, 最大電流為線路的最大峰值電流lline(pk)?!皣崳╩in)式(3)中,Pout為輸出功率,為5000W;Vin(min)為最低網(wǎng)壓的有效值,即400V。開關(guān)器件所承受的為220(1%20%)V;n為電源效率,為0.8。算出:hine(pk)=50A。根據(jù)開關(guān)器件對電壓和電流的要求, 開關(guān)器件選擇單管型IGBT器件??紤] 適當?shù)脑6纫约霸谳^高溫度下的降額使用后, 本設(shè)計選擇1200V/150A的IGBT器件。(2) 開關(guān)頻率的選擇開關(guān)頻率高,可以減小APFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸,提高功率密度,減小失真; 但頻率太高又會增大開關(guān)損耗,影響效率。本設(shè)計中將開關(guān)頻率選擇為

15、30kHz, 作為尺寸與效率之間的一種綜合考慮, 這樣的頻率下,電感量的大小合理,尖峰 失真小,電感器的物理尺寸較小,IGBT和Boost二極管VD上的功率耗損也 不會過多。(3)Boost電感的計算5在變換器頻率一定的情況下,電感值決定了輸入端高頻紋波的值。線路輸入電流的最大值Iline(pk)發(fā)生在最小網(wǎng)壓的峰值處,它的值前已算出, 即Iline(pk)=50A。升壓變換器的最大紋波電流發(fā)生在占空比為50%處,也就是當升壓比為M=Vout/Vin=1心-D)=2時。電感器紋波電流的峰峰值,通常是按照最大輸入電流值的20%來選取的,這只是經(jīng)驗值,因為這通常不是高頻紋波電流的最大值。紋波電流選

16、擇過大,就可能使變換器進入斷續(xù)工作方式的時間在整個周期占的比例過大,為此就必須設(shè)計更大的輸入濾波器,以衰減更高頻的紋波電流。UC3854由于采用了平均電流方 式控制,因此允許變換器在連續(xù)與斷續(xù)工作方式下平穩(wěn)過渡并保持性能基本不 變。電感器的電感量是根據(jù)最小網(wǎng)壓下,正弦波定點處的電流幅值和占空比D,再結(jié)合開關(guān)頻率來選擇的。(4)(5)式(4)、(5)中,?I是紋波電流的峰峰值;Vout是輸出電壓;Vin(pk)是最 小網(wǎng)壓的峰值;fs是開關(guān)頻率。由(4)、(5)上式可算出:D=0.38, L=0.31mH。高頻紋波電流是疊加在線路電流之上的, 所以峰值電感電流就是線路電流的幅值 與1/2紋波電流峰峰值的和。本設(shè)計中,已將峰值電流限制設(shè)定為120%的最大 電流,即60A。因此電感器額定電流按60A選擇。(2)升壓二級管VD的選擇A/升壓二級管應(yīng)選trr小,正向壓降小且具有軟恢復(fù)特性的超快恢復(fù)二極管。 二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值60A,并留有一定的裕度。(3)輸出電容器的選擇流過輸出電容器的總電流是開關(guān)紋波電流與二次諧波線路電流之和。 輸出電 容器的選擇應(yīng)考慮開關(guān)頻率、紋波電流值、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓值、 輸出紋波電壓值及維持時間。輸出維持時間,在選擇輸出電容器的電容量中起主

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