DC-DC電源模塊并聯(lián)均流控制技術(shù)研究

1、安徽工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì)( 論文 ) 任務(wù)書課題名稱DC-DC電源模塊并聯(lián)均流控制技術(shù)研究學(xué)校安徽工業(yè)大學(xué)學(xué)院電氣信息學(xué)院專業(yè)班級(jí)姓名學(xué)號(hào)畢業(yè)設(shè)計(jì)( 論文 ) 的主要內(nèi)容及要求：主要內(nèi)容：(1) 常用的均流方法介紹(2) Buck電路的拓?fù)?、工作原理，主要波形、參?shù)計(jì)算及設(shè)計(jì)(3) Buck電路的小信號(hào)分析，電路仿真及補(bǔ)償(4) 平均電流自動(dòng)均流法改進(jìn)型的介紹及仿真課題要求: (1) 閱讀與畢業(yè)設(shè)計(jì)相關(guān)的中、英文參考文獻(xiàn)( 8 篇以上， 至少 2 篇英文)(2) 熟練地應(yīng)用計(jì)算機(jī)，包括上網(wǎng)查找中、英文參考資料等。(3) 翻譯一篇與本課題有關(guān)的英文資料。起止時(shí)間：R2012 年 3 月 1 日 至

2、2012 年 6 月 12 日共 15 周指導(dǎo)教師系 主 任院 長簽 字簽 字簽字摘要隨著大功率負(fù)載和大電流負(fù)載的需求，電源模塊并聯(lián)控制技術(shù)研究的越來越重要， 而如何很好的實(shí)現(xiàn)并聯(lián)電源模塊間輸出電流的平均分配成為并聯(lián)技術(shù)的核心。針對(duì)這個(gè)問題，本文介紹了在并聯(lián)變換器模塊的簡化、近似線性化的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型下的均流方法。論文簡要介紹了常用的均流方法及其優(yōu)缺點(diǎn)，對(duì)Buck變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和工作原理作了說明，給出了主電路的主要點(diǎn)的電壓電流波形、主要關(guān)系式，然后計(jì)算出了各元件的參數(shù)，并基于這些參數(shù)建立了小信號(hào)模型，做了一個(gè)Buck 變換器仿真對(duì)結(jié)論進(jìn)行了驗(yàn)證以及補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)。對(duì)平均電流自動(dòng)均流法改進(jìn)型及

3、其優(yōu)缺點(diǎn)，最后在 matlab 上進(jìn)行了驗(yàn)證性仿真。關(guān)鍵詞：并聯(lián)DC/DC變換器均流控制；小信號(hào)分析；平均電流自動(dòng)均流法word 文檔 可自由復(fù)制編輯RESEARCOHNT HEC ONTROTLE CHNOLOGOYF THEP ARALLELEDDC/DC CONVERTER MODULESAbstractWith the increasing demand of large power load and large current load， the important of research on paralleled power supply modules is increasin

4、g， while how to achieve the equilibration of output currents is the key technology of marking the modules work in parallel.as for the question,a method of current-sharing control is introduced， which is in condition that the approximate linearization small-signal models.First of all, this paper brie

5、fly introduces some common methods of current-sharing control and their advantages and disadvantages, detailed introduces the basic circuit ， structure and working principle of buck converter, and gives the waveform, main expression of the main circuit, parameter calculation, small signal model, mad

6、e a buck converter to verify the conclusion and compensation design.Second,detailed introduces the improving average current sharing control methods and their advantages and disadvantages , and the last in the matlab simulation on the verification.Key words：paralleled DC/DC converters ； current-shar

7、ing control；Small-signal model ； the average current sharing controls.第一章 緒論 5.1.1 課題的研究背景和意義 5.1.2 并聯(lián)均流控制 6.1.2.1 均流控制的必要性6.1.2.2 交錯(cuò)并聯(lián)運(yùn)行7.1.3 常用的并聯(lián)均流控制方法 7.1.3.1 輸出阻抗法7.1.3.2 主從設(shè)置法8.1.3.3 平均電流自動(dòng)均流法 9.1.3.4 自動(dòng)主從控制法1.01.3.5 外加均流控制器均流法1.11.4 并聯(lián)均流控制方法的擴(kuò)展1.21.5 本課題的目的和主要研究內(nèi)容1.3第 2 章 DC/DC 變換器主電路的設(shè)計(jì)1.52.

8、1 Buck變換器 1.5.2.2 Buck電路的數(shù)學(xué)模型2.22.3 具體 Buck變換器主電路參數(shù)設(shè)計(jì)2.42.3.1 占空比 D 2.4.2.3.2 濾波電容L2.4.2.3.3 濾波電容C2.42.4 Buck 電路的 Matlab/simulink 閉環(huán)系統(tǒng)仿真2. 52.5 小結(jié) 2.9.第3 章平均電流自動(dòng)均流法3.03.1 DC/DC并聯(lián)變換器不均流分析3.03.2 改進(jìn)的平均電流自動(dòng)均流法3.23.2.1 電壓型均流控制3.33.2.2 改進(jìn)型一平均電流型均流控制1 3. 33.2.3 改進(jìn)型二平均電流型均流控制2 3. 43.3 仿真3.5.3.4 小結(jié)3.9.結(jié)論4.0.

9、致謝4.1.參考文獻(xiàn)4.2.第一章 緒論1.1 課題的研究背景和意義隨著科技的發(fā)展，電子設(shè)備往往需要大容量的直流電源供電，例如：巨型計(jì)算機(jī)系統(tǒng)需要5V、幾百安培的電源供電：通訊用電源系統(tǒng)需要50V/2400A的電源供電；固態(tài)雷達(dá)發(fā)射機(jī)需要40V/1000A的穩(wěn)定度高、紋波低且噪聲小的電源供電；下一代的微處理器需要1.1V-1.8V/30A-50A 的特種電源一電壓調(diào)整模塊供電等等。由于單個(gè)電源組件的功率容量畢竟是有限的，在需大容量供電的情況下，如果采用單個(gè)電源供電，該變換器勢必要處理巨大的功率，電應(yīng)力大，給功率器件的選擇、開關(guān)頻率和功率密度的提高帶來困難。并且一旦單個(gè)電源發(fā)生故障，則導(dǎo)致整個(gè)系

10、統(tǒng)崩潰。而采用多個(gè)電源模塊并聯(lián)運(yùn)行，來提供大功率輸出是電源技術(shù)發(fā)展的一個(gè)新方向。并聯(lián)電源系統(tǒng)中每個(gè)電源模塊只處理較小的功率，解決了上述單個(gè)電源遇到的問題，而且還可以應(yīng)用冗余技術(shù)，提高系統(tǒng)的可靠性。近年來，分布式電源供電方式成為電力電子學(xué)新的研究熱點(diǎn)。相對(duì)于傳統(tǒng)的集中式供電， 分布式電源利用多個(gè)中、小功率的電源模塊并聯(lián)來組建積木式的大功率電源系統(tǒng)。 在空間上各模塊接近負(fù)載，供電質(zhì)量高，通過改變并聯(lián)模塊的數(shù)量來滿足不同功率的負(fù)載，設(shè)計(jì)靈活，每個(gè)模塊承受較小的電應(yīng)力，開關(guān)頻率可以達(dá)到兆赫級(jí)，從而提高了系統(tǒng)的功率密度，分布式電源系統(tǒng)可方便地實(shí)現(xiàn)冗余，減少產(chǎn)品種類，便于標(biāo)準(zhǔn)化?？偠灾?，大功率負(fù)載需求和

11、分布式電源系統(tǒng)的發(fā)展，使得開關(guān)電源并聯(lián)控制技術(shù)研究的重要性日益增加。較之傳統(tǒng)的單電源供電而言，并聯(lián)電源系統(tǒng)具有很多優(yōu)點(diǎn)，例如：可實(shí)現(xiàn)大電流、高效率，能夠保證較高的可靠性，能夠根據(jù)需要配置成冗余系統(tǒng)，能夠?qū)崿F(xiàn)電源容量的可擴(kuò)充性，能夠降低成本投入等等。然而，由于工藝水平的限制和誤差的不可避免性，實(shí)際系統(tǒng)中參與并聯(lián)的各個(gè)模塊，它們彼此之間的參數(shù)或多或少都會(huì)有差異，這種差異只可以盡量縮小，卻難以完全避免。此外，各個(gè)模塊的參數(shù)還會(huì)隨著時(shí)間和溫度等外界因素的變化而發(fā)生變化，而這種由于外界因素而產(chǎn)生的各模塊參數(shù)的差別可能要比模塊本身固有的差別還要大的多。鑒于系統(tǒng)中參與并聯(lián)的各個(gè)電源模塊的特性無法做到完全一致

12、，如果將各電源模塊直接并聯(lián)的話，勢必很難保證各電源模塊均勻分擔(dān)負(fù)載電流，嚴(yán)重影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。因此， 并聯(lián)均流技術(shù)成為電源模塊并聯(lián)運(yùn)行的一個(gè)研究熱點(diǎn)與難點(diǎn)。1.2 并聯(lián)均流控制1.2.1 均流控制的必要性DC/DC并聯(lián)電源穩(wěn)態(tài)輸出直流電壓，則單個(gè)模塊的輸出電流將直接決定于該模塊的等效空載電壓和輸出電阻的大小，如此一來，參與并聯(lián)的每個(gè)模塊都可以等效為一個(gè)電壓源(代表空載電壓)和一個(gè)電阻(代表輸出電阻)的串聯(lián)，這種等效的方法可以為下面進(jìn)一步研究DC/DC變換器并聯(lián)時(shí)的電流分布情況提供便利。圖 1-1 是兩個(gè)模塊并聯(lián)時(shí)輸出電流與輸出電壓的關(guān)系曲線。圖1-1(a) 是兩個(gè)模塊的輸出阻抗相等(

13、輸出特性曲線的斜率相等), 但空載輸出電壓不相等時(shí)的情況, 圖1.1(b) 是兩個(gè)模塊的空載輸出電壓相等, 但輸出阻抗不相等(輸出特性曲線的斜率不相等 ) 時(shí)的情況。圖 1-1(a) 中兩個(gè)模塊的輸出特性分別為：V1=V01-I1 R0(1.1)V2=Vo2-I1 R0(1.2)輸出電流差異為：I=I2-I1= V02-V01(1.3)R0圖 1-1(b) 中兩個(gè)模塊的輸出特性分別為：V1 =V0-I 1 R01V2=V0-I2 R02(1.4)輸出電流差異為：I=I2-I1V0(R01-R02)(1.5)RL(R01+R02)這只是針對(duì)兩個(gè)模塊并聯(lián)的情況，且要么空載電壓存在差別，要么輸出電阻

14、存在差別，而非兩者同時(shí)存在差別。更一般的，如果不是兩個(gè)模塊而是多個(gè)模塊并聯(lián)，如果各模塊的空載電壓和輸出電阻都存在差別，那么，輸出電流的情況就可想而知了。因此， 在采用并聯(lián)技術(shù)實(shí)現(xiàn)分布式電源的同時(shí)，必須采取一定的措施來保證每個(gè)模塊分擔(dān)相同的電流，只有這樣，才能保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠的工作，充分發(fā)揮并聯(lián)電源的優(yōu)點(diǎn)。(b) 空載電壓相等，輸出阻抗不同1-1 兩個(gè)模塊并聯(lián)運(yùn)行時(shí)輸出電流與輸出電壓的關(guān)系1.2.2 交錯(cuò)并聯(lián)運(yùn)行交錯(cuò)并聯(lián)運(yùn)行其實(shí)也是并聯(lián)方式的一種，N個(gè)模塊并聯(lián)交錯(cuò)運(yùn)行是指各個(gè)并聯(lián)模塊的開關(guān)頻率相同，但起始導(dǎo)通時(shí)刻彼此依次錯(cuò)開1/N個(gè)開關(guān)周期。DC/DC變換器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，如果能夠?qū)崿F(xiàn)并聯(lián)模塊的交錯(cuò)

15、運(yùn)行，那么除具有普通并聯(lián)的一系列優(yōu)點(diǎn)外，還具有一些特有的優(yōu)點(diǎn): 首先， 并聯(lián)交錯(cuò)運(yùn)行能夠降低輸出電流、電壓的紋波幅值，提高輸出電壓、電流紋波頻率。對(duì)于一臺(tái)N模塊并聯(lián)交錯(cuò)運(yùn)行的變換器來說，其輸出電流和電壓的紋波峰值要比單獨(dú)一臺(tái)子模塊電源的小, 較之同樣的N個(gè)模塊并聯(lián)同步運(yùn)行的變換器更是大為減小。其次 , 并聯(lián)交錯(cuò)運(yùn)行可以減小輸出濾波器的體積和重量, 同時(shí)不增加開關(guān)頻率、開關(guān)損耗和器件應(yīng)力；改善輸入電流波形, 減小輸入電容的容量和體積；提高輸入端功率因素，減小輸入端EMI；提高系統(tǒng)效率和功率密度等等。1.3 常用的并聯(lián)均流控制方法從目前國內(nèi)外對(duì)均流控制技術(shù)的研究來看, 常用的并聯(lián)均流方法有: 輸出

16、阻抗法、主從設(shè)置法、平均電流自動(dòng)均流法、自動(dòng)主從控制法、外加均流控制器均流法等。1.3.1 輸出阻抗法輸出阻抗法在有的文獻(xiàn)里也稱為電壓調(diào)整率法或下垂法，是一種通過改變并聯(lián)模塊的外特性斜率來實(shí)現(xiàn)均流的一種方法。圖1-2為輸出阻抗法實(shí)現(xiàn)近似均流的一個(gè)實(shí)例。 圖中，Rs為檢測模塊輸出電流的采樣電阻。采樣所得到的電流信號(hào)經(jīng)過電流放大器處理得到V1， 與模塊輸出的反饋電壓Vf共同加到電壓放大器的輸入端。這個(gè)綜合的信號(hào)與電壓基準(zhǔn)信號(hào)Vr比較后，所得誤差經(jīng)過放大得到Ve， 控制PWM調(diào)制器和驅(qū)動(dòng)器，進(jìn)而自動(dòng)調(diào)節(jié)模塊的輸出電壓。當(dāng)某個(gè)模塊電流增加得多時(shí)，V1 上升，Ve下降，于是模塊的輸出電壓隨著下降，即外特

17、性向下傾斜，接近其他模塊的外特性，使其他模塊+I1R1Vs-+Vs-RLIo1-3 并聯(lián)示意圖輸出阻抗法是一種最簡單的自動(dòng)均流方法, 不需要模塊之間的控制線, 模塊化特性好 , 它依靠自己內(nèi)部的輸出阻抗, 或者外加的阻抗來保證模塊間負(fù)載電流的相對(duì)均分。 由于它實(shí)際上是一種自身調(diào)節(jié)的控制技術(shù)，因此不會(huì)存在穩(wěn)定性的問題。然而這種方法的主要缺點(diǎn)是：當(dāng)均流性能要求很高時(shí)，負(fù)載調(diào)整率比較差，當(dāng)模塊的電壓穩(wěn)定性要求很高時(shí)，均流性能比較差。因此，由于上述這些特點(diǎn)，使得下垂法不適合應(yīng)用在高功率、高性能的場合，但是由于其簡單性，該方法在小功率場合被廣泛應(yīng)用。1.3.2 主從設(shè)置法這種方法適用于電流型控制（ 即有

18、電壓環(huán)和電流環(huán)雙環(huán)控制） 的并聯(lián)電源系統(tǒng)。主從設(shè)置法是在并聯(lián)的N個(gè)變流器模塊中, 人為的指定其中一個(gè)為主模塊, 而其余的各個(gè)模塊為從模塊, 從模塊電流是跟隨主模塊電流進(jìn)行分配的。如圖1-4 所示 , 圖中每個(gè)模塊都是雙環(huán)控制系統(tǒng), 設(shè)模塊 1為主模塊, 按電壓控制規(guī)律工作, 模塊 2為從模塊 , 按電流控制方式工作。Vr為主模塊的基準(zhǔn)電壓, Vf為輸出電壓反饋信號(hào), 通過電壓誤差放大器得到誤差信號(hào)Ve, 它是主模塊的電流基準(zhǔn), 與 VI1 比較后產(chǎn)生控制電壓Vc, 控制脈寬調(diào)制器和驅(qū)動(dòng)器工作。于是主模塊電流將按照電流基準(zhǔn)Ve調(diào)制, 即主模塊電流近似與Ve成正比。各個(gè)從模塊的電壓誤差放大器接成跟

19、隨器的形式, 主模塊的電壓誤差Ve輸入跟隨器, 于是跟隨器輸出Ve, 成為從模塊的電流基準(zhǔn), 因此 , 從模塊也是按照Ve進(jìn)行調(diào)制的, 從而各個(gè)模塊實(shí)現(xiàn)了均流。該均流法要求主從模塊間必須有通訊聯(lián)系，所以整個(gè)系統(tǒng)比較復(fù)雜。且如果主模塊失效，則整個(gè)電源系統(tǒng)不能工作，因此可靠性取決于主模塊，只能均流，不適用于構(gòu)成冗余并聯(lián)系統(tǒng)。電壓環(huán)的工作頻帶寬，容易受外部噪聲干擾。1.3.3 平均電流自動(dòng)均流法這種方法要求并聯(lián)的各個(gè)模塊的電流放大器輸出端各自通過一個(gè)相同阻值的電阻接到一條公用母線上，該母線稱為均流母線，如圖1-5所示均 流 母 線 Vb1-5 平均電流自動(dòng)均流法控制電路原理圖圖中電壓放大器輸入為Vr

20、* ，反饋電壓為Vf ， Vr* 是基準(zhǔn)電壓Vr和均流控制電壓Vc的綜合，它與Vf進(jìn)行比較放大后，產(chǎn)生電壓誤差Ve， 控制調(diào)制器和驅(qū)動(dòng)器。V1 為電流放大器的輸出信號(hào)，與模塊的負(fù)載電流信號(hào)成比例，Vb為母線電壓。當(dāng)n=2，即兩個(gè)模塊并聯(lián)時(shí)，V1 和 V2 為模塊1和模塊2的電流信號(hào)，都經(jīng)過阻值相同的電阻R接到母線上，因此當(dāng)流入母線的電流為零時(shí)(V1 Vb) R (V2 Vb) R 0(1.6)Vb (V1 V2) 2(1.7)即母線電壓Vb是 V1和 V2的平均值，也代表了模塊1和模塊2輸出電流的平均值。V1 , V2 與 Vb之差為均流誤差，通過調(diào)整放大器輸出一個(gè)調(diào)整用電壓Vc。當(dāng)V1 Vb

21、 時(shí)，電阻R上的電壓為零，Vc 0，表明已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了均流。當(dāng)R上電壓不為零，表明模塊間電流分配不均勻，V1 Vb ， 此時(shí)基準(zhǔn)電壓Vr* Vr Vc將按進(jìn)行修正，即通過調(diào)整放大器改變Vr*，以達(dá)到均流目的。平均電流自動(dòng)均流法的均流效果較好, 易實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確均流, 為了使系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程中始終穩(wěn)定, 通常要限制最大調(diào)節(jié)范圍, 要將所有電壓調(diào)節(jié)到電壓捕捉范圍以內(nèi),如果有一個(gè)模塊的均流線短路, 則系統(tǒng)無法均流, 單個(gè)模塊限流也可能引起系統(tǒng)不穩(wěn)定 , 在大系統(tǒng)中, 系統(tǒng)穩(wěn)定性與負(fù)載均流瞬態(tài)響應(yīng)的矛盾很難解決。1.3.4 自動(dòng)主從控制法與主從設(shè)置法不同，該均流法由系統(tǒng)自動(dòng)設(shè)定主模塊和從模塊。在n個(gè)并聯(lián)的模塊

22、中，輸出電流最大的模塊，將自動(dòng)成為主模塊，其余的模塊則為從模塊，它們的誤差電壓依次被整定，以校正負(fù)載電流分配不均衡。在n個(gè)并聯(lián)的模塊中事先未人為設(shè)定哪個(gè)模塊為主模塊，而是按電流大小排序，電流大的模塊自動(dòng)成為主模塊。因此，該均流法又稱最大電流自動(dòng)均流法，或民主均流法。將圖1-5平均電流法自動(dòng)均流控制電路原理圖中a、 b兩點(diǎn)間的電阻用一個(gè)二極管代替，如圖1 6所示，均流母線上的電壓Vb反映的是并聯(lián)各模塊的VI 中的最大值。由于二極管的單向性，只有對(duì)電流最大的模塊。二極管才會(huì)導(dǎo)通，a點(diǎn)方能通過它與均流母線相連。設(shè)正常情況下，各模塊分配的電流是均衡的。如果某個(gè)模塊的電流突然增大， 成為并聯(lián)的n個(gè)模塊中

23、電流最大的一個(gè)，于是從模塊的VI 與 Vb(即 VI max)比較，通過調(diào)整放大器調(diào)整基準(zhǔn)電壓，自動(dòng)實(shí)現(xiàn)均流。由于二極管存在正向壓降，因此主模塊的均流會(huì)有一定的誤差，但從模塊的均流均比較好。該均流法無論均流母線開路或短路均不會(huì)影響各電源模塊獨(dú)立工作。負(fù)載電流VbVr母 線均 流1-6 自動(dòng)主從均流法原理圖美國 Unitrode 集成電路公司根據(jù)最大電流自動(dòng)均流法均流原理, 研制開發(fā)了UC3907系列負(fù)載均流集成控制器。該電路的具體原理、特點(diǎn)和應(yīng)用在此不再進(jìn)行詳細(xì)介紹。最大電流自動(dòng)均流法的電路簡單，易于實(shí)現(xiàn)；通過調(diào)節(jié)電壓給定來調(diào)節(jié)輸出電流，會(huì)造成輸出電壓的波動(dòng)，影響穩(wěn)壓精度；通常要限定對(duì)電壓給定

24、的調(diào)節(jié)范圍，但帶來的新問題是，當(dāng)均流電路調(diào)節(jié)能力達(dá)到極限時(shí)，電源只能退出均流；均流是一個(gè)從模塊電流上升并超過主模塊電流的過程，系統(tǒng)中主，從模塊的身份不斷交替，各模塊輸出電流存在低頻振蕩。1.3.5 外加均流控制器均流法采用該均流法，要求在每個(gè)模塊的控制電路中加一個(gè)特殊的均流控制器，用以檢測并聯(lián)各模塊電流的不平衡情況，調(diào)整控制信號(hào)Ve從而實(shí)現(xiàn)均流。圖 1-7為 n個(gè)并聯(lián)的電源模塊中的一個(gè)模塊均流控制電路原理圖。圖中突出了均流控制器SC， 其輸入為反映模塊負(fù)載電流的信號(hào)VI ，由電流放大器（圖中未畫出）供給，SC輸出Vc與基準(zhǔn)電壓Vr 和反饋電壓Vf （由電壓檢測器測得）綜合比較后，輸出Vc經(jīng)電壓

25、放大器輸出控制調(diào)制器和驅(qū)動(dòng)器。各均流控制器的另一端b接均流母線。1-8 外加均流控制器均流控制原理SC1-9 n 個(gè)均流控制器的聯(lián)接圖設(shè) n個(gè)并聯(lián)的模塊輸出功率相等，電流檢測、放大電路相同，n個(gè)并聯(lián)模塊的均流控制器SC連接如圖1-9所示。n個(gè)均流控制器的輸入端分別接VI1 、 VI2、 , 、 V In ；輸出端分別為Vc1 、 Vc2 、 , 、Vcn。 b端并聯(lián)在均流母線上。當(dāng) n=2時(shí)，均流控制器的工作原理如圖1-10所示。 圖中放大器1為跟隨器，放大器2為比較器。跟隨器輸入端經(jīng)開關(guān)Sk(k=1 ， 2)接到均流母線。當(dāng)所有開關(guān)S都合上時(shí)，每個(gè)跟隨器的輸出電壓Va(VI1 VI2 ) 2

26、， 即它所反映的是兩個(gè)并聯(lián)模塊的負(fù)載電流平均值。第k個(gè)均流控制器的Va 與 VIk 通過第k個(gè)比較器比較，如果有差別，表示兩個(gè)模塊負(fù)載電流不均衡，該控制器若為比例控制，輸出電壓Vck由下式?jīng)Q定1.8)VckAVIk Va ，k=1,2A為比例系數(shù)。調(diào)節(jié)k個(gè)模塊的輸出電壓，使第k個(gè)模塊電流跟隨平均電流，從而實(shí)現(xiàn)均流。1-10 n=2 時(shí)均流控制器的原理圖外加均流控制器均流法效果非常好，各模塊的輸出電流基本相等；但需要外加專門的控制器，加大了投資，控制器與各電源模塊要進(jìn)行多路連接，連線較復(fù)雜，均流控制器的引入，將使并聯(lián)電源系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)過程分析更加復(fù)雜，如果不注意均流控制環(huán)的正確設(shè)計(jì)，將使系統(tǒng)不穩(wěn)定，

27、或者使系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能變壞。1.4 并聯(lián)均流控制方法的擴(kuò)展目前已經(jīng)提出的均流控制方法非常多，從本質(zhì)上講，模塊并聯(lián)運(yùn)行需要均流主要是由于模塊輸出屬于電壓源性質(zhì)，輸出電壓的稍微偏差可以導(dǎo)致輸出電流的很大差別。為實(shí)現(xiàn)均流，可以通過改變電壓源的特性（使特性變軟）或改變電壓源的幅值來實(shí)現(xiàn)， 從這種意義上講，目前的并聯(lián)均流控制方法可以分為兩大類，即下垂法和有源均流法。其中，根據(jù)下垂法中電壓電流特性的形成方式，可以分為串聯(lián)電阻，輸出電流負(fù)反饋，變增益控制，低直流增益的電流模式控制和利用變流器內(nèi)在環(huán)路特性等5種。有源法一般由兩部分組合而成，即控制方法和均流母線形成方法兩部分組成。控制方法主要用來調(diào)節(jié)輸出電壓。從變

28、流器閉環(huán)控制的方法出發(fā)，能夠改變輸出電壓的存在4種方法，改變輸出電壓基準(zhǔn)或輸出電壓反饋，改變電流內(nèi)環(huán)的給定或反饋，同時(shí)改變電壓基準(zhǔn)或電流基準(zhǔn)以及采用外部閉環(huán)控制。根據(jù)這四種方法，對(duì)應(yīng)有4種均流的控制方法，即內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)、外環(huán)調(diào)節(jié)、雙環(huán)調(diào)節(jié)、和外控制器法。均流母線主要用來獲得模塊輸出間的電流誤差信號(hào)，均流母線形成方法共有兩大類，即平均法和主從法?；谏鲜鏊姆N均流控制方法和兩種均流母線形成方式，可以設(shè)計(jì)出其他許多新的均流控制方案，如外環(huán)調(diào)節(jié)+自動(dòng)主從法或指定主從法，外環(huán)調(diào)節(jié)+基本平均法，內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)+自動(dòng)主從法或指定主從法，內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)+基本平均法，雙環(huán)調(diào)節(jié)+基本平均法等等。其具體的工作原理、結(jié)構(gòu)和和優(yōu)缺點(diǎn)見

29、文獻(xiàn)，鑒于篇幅這里不再重復(fù)。然而，上述這些并聯(lián)均流控制技術(shù)，雖然其原理不盡相同，但均流控制器的設(shè)計(jì)都是在并聯(lián)電源模塊簡化、近似的線性化小信號(hào)數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上進(jìn)行的。傳統(tǒng)的基于簡單平均化線性小信號(hào)模型的均流控制方法在負(fù)載大范圍變化和存在干擾的情況下得不到很好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，同時(shí)，由于并聯(lián)電源系統(tǒng)的強(qiáng)耦合性、非線性特性，其均流控制器的PID參數(shù)整定非常困難, 因而很難在工程上找到同時(shí)滿足優(yōu)化穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)特性要求的解決方案。隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)的迅速發(fā)展，復(fù)雜參量和系統(tǒng)的狀態(tài)實(shí)時(shí)計(jì)算、估計(jì)已成為現(xiàn)實(shí)，自適應(yīng)控制、魯捧控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、單周期控制等現(xiàn)代控制理論以及模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)等智能控制方法都已應(yīng)用于電力

30、電子系統(tǒng)。因此， 在設(shè)計(jì)高精度、高穩(wěn)定度電源時(shí)使用先進(jìn)的控制策略將更具吸引力和實(shí)用價(jià)值，對(duì)于并聯(lián)電源系統(tǒng)當(dāng)然也不例外。目前國內(nèi)外關(guān)于這方面的文獻(xiàn)很少，而且大多數(shù)都只是停留在仿真階段，但是隨著各種軟硬件技術(shù)的開發(fā)，尤其是高速廉價(jià)單片機(jī)、處理器的出現(xiàn)，大大方便了先進(jìn)控制策略應(yīng)用系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)。所以，研究新型的，先進(jìn)的并聯(lián)電源均流控制策略是十分必要和有價(jià)值的。1.5 本課題的目的和主要研究內(nèi)容本課題的主要目的在于研究非線性控制技術(shù)在DC/DC變換器模塊并聯(lián)均流控制中的應(yīng)用，并通過仿真驗(yàn)證所提出的均流控制策略的合理性。主要研究安排如下：（ 1）分析研究DC/DC變換器模塊并聯(lián)運(yùn)行常用的均流控制技術(shù)，明確其

31、結(jié)構(gòu)特點(diǎn)及各種均流控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)。（ 2）介紹基本的DC/DC的 PWM變換器，主要是Buck變換器的電路結(jié)構(gòu)、工作原理、波形、參數(shù)推導(dǎo)，仿真等。（ 3） 從電路原理和數(shù)學(xué)知識(shí)推導(dǎo)不均流的原理及驗(yàn)證性仿真，平均電流自動(dòng)均流法幾種方法的比較，及自己所采用的方法及仿真。（ 4）均流模塊的小信號(hào)模型，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。（ 5）總結(jié)本論文的過程及不足之處，并對(duì)后續(xù)的研究工作提出展望。第 2 章 DC/DC 變換器主電路的設(shè)計(jì)采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比來調(diào)整輸出電壓，將一種直流電壓變換為另一種直流電壓，稱為開關(guān)型DC/DC變換器。一個(gè)周期TS內(nèi)，電子開關(guān)接通

32、時(shí)間ton。所占整個(gè)周期TS的比例，稱為接通占空比D,D=ton/TS；斷開時(shí)間toff所占TS比例，稱為斷開占空比D'， D'=toff/TS。接通占空比越大， 負(fù)載上的電壓越高；1 Ts fs稱為開關(guān)頻率，fs越高， 負(fù)載上的電壓也越高。DC/DC變換器中的開關(guān)在某一頻率下工作，保持開關(guān)頻率恒定而改變接通時(shí)間的長短（ 即脈沖的寬度） ，使負(fù)載變化時(shí)，負(fù)載上的電壓變化不大的方法，稱為脈沖寬度調(diào)制法（PulseWidth Modulation） 。脈沖寬度調(diào)制方式控制電子開關(guān)的開關(guān)變換器，稱為PWM開關(guān)變換器。保持脈沖寬度恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比而調(diào)整負(fù)載上的電壓

33、的方法，稱為脈沖頻率調(diào)制法（Pulse Frequency Modulation） ，脈沖頻率調(diào)制方式控制電子開關(guān)的開關(guān)變換器，稱為PFM開關(guān)變換器。直流斬波電路的種類較多，包括六種基本斬波電路：降壓（Buck）斬波電路，升壓（boost）斬波電路，buck-boost 斬波電路，Cuk斬波電路，Sepic斬波電路和Zeta斬波電路，其中前兩種是最基本的電路，利用不同的基本斬波電路進(jìn)行組合，可構(gòu)成復(fù)合斬波電路，利用相同的基本斬波電路進(jìn)行組合，可夠成多相多重?cái)夭娐?。上面是直接直流變流電路，還有間接直流交流變流電路，是在直流電路中增加了交流環(huán)節(jié)，在交流環(huán)節(jié)中通常采用變壓器實(shí)現(xiàn)輸入輸出間的隔離。如

34、正、 反激變換器，推挽變換器等。本論文采用最基本的斬波電路Buck變換器，介紹其主回路結(jié)構(gòu)和基本特征，包括電路結(jié)構(gòu)、工作原理、波形、主要關(guān)系式，參數(shù)等，最后對(duì)一個(gè)具體電路進(jìn)行設(shè)計(jì)與仿真。為模塊并聯(lián)做準(zhǔn)備。2.1 Buck 變換器Buck變換器是一種輸出電壓平均值Vo小于或等于輸入電壓VI 的單開關(guān)管非隔離型直流變換器，該變換器主要由全控型開關(guān)管T、 電感元件L、 電容器C和續(xù)流二極管D構(gòu)成，圖2-1 給出了它的電路拓?fù)鋱D，圖2-2 給出了它的電壓電流波形。isiL+Ui2-1 Buck 變換器電路拓?fù)渥饔檬窃诳刂崎_關(guān)T接通期間ton限制大電流通過，防止輸入電壓Ui 直接加到負(fù)載R上，對(duì)負(fù)載R進(jìn)

35、行電壓沖擊。D是整流二極管，主要功能是續(xù)流作用，故稱它為續(xù)流二極管，其作用是在控制開關(guān)關(guān)斷期間toff，給儲(chǔ)能濾波電感L 釋放能量提供電流通路。如圖 2-1 所示，當(dāng)開關(guān)管T導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓U i 。施加在電感上，電能儲(chǔ)存在電感L和電容C中，同時(shí)也反饋給負(fù)載。當(dāng)開關(guān)管T截止時(shí)，儲(chǔ)存在電感、電容中的能量釋放，繼續(xù)向負(fù)載供電，二極管D構(gòu)成電流回路。當(dāng)開關(guān)管T導(dǎo)通時(shí)，電源電壓U i 。等于電感電壓UL 與輸出電壓Uo之和， iL 在時(shí)間ton內(nèi)線性上升；當(dāng)開關(guān)管T截止時(shí)，U L等于負(fù)的輸出電壓Uo， iL 在時(shí)間 toff 內(nèi)線性下降。在一個(gè)周期TS內(nèi)，電感iL 呈鋸齒狀，當(dāng)鋸齒的谷點(diǎn)剛好與橫軸時(shí)間

36、座標(biāo)相交時(shí)，為電流連續(xù)與不連續(xù)的電感電流的平均值就是輸出電流的平均值。為便于計(jì)算，將一個(gè)周期的開始0點(diǎn)。設(shè)0， t1 期間開關(guān)管T導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)間為ton；t1,t2 期間開關(guān)管T截止，截止時(shí)間為toff，則開關(guān)管T的開關(guān)周期為Ttontoff，開關(guān)頻率為fs1Ts，占空比D=ton/TS。 改變驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比即改變開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，即可得電路的輸出電壓。(1) 在開關(guān)管T導(dǎo)通0， t1 期間， 電感L兩端所加電壓Uin Uo， 電感電流線性上升線性電感儲(chǔ)存能量。電感中的電流：L dditL1Ui UoiL1U in U oL dtt=0時(shí)， iL1 ILmin，由此可得在開關(guān)管T導(dǎo)通期間，電

37、感L中的電流表達(dá)式為：2.1 )Uin UoitIL1LLmint= ton時(shí)，電感電流到達(dá)最大值，即L maxUin Uott onI L min2.2)(2) 在開關(guān)管T截止t1,t2 期間，電感釋放能量，此時(shí)電感的感應(yīng)電勢剛好轉(zhuǎn)向，其值等于輸出電容兩端電壓Uo，此時(shí)電感電流：L diL2 Uo dti L2Lodtt=ton 時(shí)，iL2 I Lmax ，得到i L2UL o (t ton ) IL max2.3)t= T s時(shí)，由上式可得：Uoi L2 (Ts )L (TSton ) I L max2.4)U U Uoi L2 （Ts）L toff LtonI Lmin分析（ 2.3）式

38、，可見Buck變換器有三種工作狀態(tài)。工作狀態(tài)一：當(dāng)t= Ts時(shí)，若iL20，則有：2.5)LtoffI L maxUO即當(dāng)開關(guān)管T截止末了（ t2時(shí)刻 ）時(shí)，電感電流剛好降到零，而開關(guān)管再導(dǎo)通時(shí)電感電流又從零開始上升，因此在一個(gè)工作周期內(nèi)，開關(guān)管T導(dǎo)通期間電感儲(chǔ)存的能量，在開關(guān)管截止期間剛好釋放完，電路工作在臨界連續(xù)工作狀態(tài)。工作狀態(tài)二：當(dāng)t= Ts時(shí)，若iL2 0，則：t U in U o ttofftonUo即當(dāng)開關(guān)管T截止末了（ 時(shí)刻 ） 之前，電感電流已經(jīng)等于零，電感上出現(xiàn)了電流斷續(xù)工作狀態(tài)。在電感斷續(xù)期間，完全由電容C放電來維持向負(fù)載供電，此時(shí)電壓的波紋較大。作為開關(guān)穩(wěn)壓電源，這種工

39、作狀態(tài)是不期望的。工作狀態(tài)三：當(dāng)t= Ts時(shí)，若 iL2 0，則：t offI L maxUO即在時(shí)刻電感電流沒有降到零，在這種情況下，電感在開關(guān)管導(dǎo)通期間儲(chǔ)存能量，在開關(guān)管截止期間向負(fù)載釋放能量，這樣連續(xù)不斷地儲(chǔ)能和釋放能量，沒有間斷，輸出電壓比較穩(wěn)定，波紋較小。電源一般工作在這種電感電流連續(xù)的工作狀態(tài)。在穩(wěn)態(tài)條件下，電感在一個(gè)工作周期中的儲(chǔ)能和釋放的能量相等，將式可得：(2.2) 代入式 (2.4)解出：iL2(Ts)ULOU in U o t I Ion L min L minLtonU otoffUin UoUton U DUoin inTs式 （2.6） 為 Buck變換器的輸出電壓

40、與輸入電壓之間的關(guān)系式。由此可見， 換器的輸出電壓與輸入電壓的比值等于占空比，由于占空比小于2.6)Buck變l ，因此輸出電壓Uo總是小于輸入電壓Uin，因此Buck變換器又稱降壓型開關(guān)電源。（3） 電感電流iL平均值在電感電流連續(xù)的穩(wěn)態(tài)情況下，電感電流的平均值I L 等于負(fù)載的輸出電流I o ， 即：1ton1TsIL=IoiL1dtiL2dtTs 0Ts ton1ton U UT10 UinLUotILminTs1Tsudt 1 ULo (tton) ITtonsLmaxdttonTS2.2）和（2.4）可得：Uin2LUotonILmin toff 2ULotoff ILmaxTs2.

41、7)代入（ 2.7）式可得U in U o t I1 (tonI L min (2L2U in Uton I L min ) I Lmin 12IUo2LLmin ILmaxt I 1( Uot toffI L max ( toff2L1=ILminI Lmax2：IL Ioton2Ts2Ts toff 2T(ILmin ILmax)ILmax) ILmaxtoff (I I )Lmin Lmax 2Ts)( I Lmin I Lmax ) s1= ILmin ILmax 22.7)式還可得到電感電流的平均值為IL I o in o ton I Lmin2LUot ItoffI L max2L

42、2.9)Uot ItoffI Lmin2L若 iLmin0 ，則會(huì)發(fā)生電流不連續(xù)，因此，處于臨界狀態(tài)時(shí)的電感電流的平均值為：2.10)U in U o U oI 2Lton2Ltoff(4) 最小臨界電感值由式 (2.9) 和式( 2.10)可知，若要使電感電流連續(xù)，開關(guān)管的電流峰值即電感ILmin 0)2.11 )U in U o U oI PK I L max I Lmin L ton L toff電感電流峰峰值的一半小于或等于負(fù)載電流時(shí)，電感電流是連續(xù)的，即該變換器U in U oin otonIo2LUot ItoffI o2LLminUo 2fIU in U oU o2Io2Ioto

43、ff(1 Uo)o Uin(Uin Uo)UoTTs2IoUin s2.12)(5) 輸出電壓紋波由于濾波電容C兩端的電壓值實(shí)際上等于開關(guān)穩(wěn)壓電源的輸出電壓U o ，因此電容兩端電壓的變化量實(shí)際上也是所要計(jì)算的輸出電壓紋波值Uo， 由圖 2-2所示 Uc波形可見，在開關(guān)管T導(dǎo)通的ton/2 到 ton的時(shí)間內(nèi)，電容開始充電充電至與U c 相等時(shí)，T截止，電容C在這段時(shí)間內(nèi)的電壓變化量為Uo；從ton時(shí)刻開關(guān)管T開始截止至ton/2這段時(shí)間內(nèi)，電容C由電感L繼續(xù)不斷充電，電容電壓繼續(xù)上升，最后達(dá)到最大值。設(shè)這段時(shí)間內(nèi)電容C兩端電壓變化量為，則有：Uo Uo1 Uo2由圖 2-2中 ic和 Uc波

44、形可見，當(dāng)開關(guān)管T開始導(dǎo)通時(shí)，電容C放電電流就開始減小，經(jīng)過 ton/2 之后，電容C的放電電流過零，此時(shí)電容電壓具有最小值。然后電容開始充電，其兩端電壓U c開始上升，當(dāng)充電持續(xù)到時(shí)，開關(guān)管T開始截止，這段時(shí)間內(nèi)電容on ，因此：兩端電壓的變化值取決于電容器的充電電流ic和充電時(shí)間ton tc2U o1C1tton i c dtt on2iciL1 IoiL1U in U 0t I LminIoU in U o t I on Lmin2LUotoffI L max2L所以icU in U o U in U ot2Lton開關(guān)管 T截止后，電感o1Uo1t onC t on2UinL上儲(chǔ)存的能

45、量開始釋放，一部分供給負(fù)載，一部分繼續(xù)給U in U oU in U o2Lton )dt8LCUot2onUin8LCUo (UoTsUin)2ton 時(shí)刻電容電壓充至最大值，在開關(guān)管T截止的前一半時(shí)間內(nèi)，電容2上的電壓增量為：o2C* 1ton toff 22 icdton在開關(guān)管T截止期間，iL2UoLo(t ton) ILmax所以ULUo (t ton) ILmax (UoLo (tton)Uo2LtoffUoU02LtoffI L max )ULo (ton12 toff )Uo2t1tonoff 2 UU1 ton 2 ULotULo(ton 21toff)dtC tonUo28

46、LCoff2.14)最后得到濾波電容C兩端電壓的紋波值為：Uo Uo1 Uo2to2ffUin Uo 2 Uo ton8LC on 8LC2.6)有 Uin Uo Uo ttoofnf ，代入上式可得：2U T2UUU UUo UoTsUinUoUo2(1 Uo)( 2.15)o 8LC Uin 8LCf 2 Uin由此可見，要降低開關(guān)電源輸出電壓的紋波值，除與輸出電壓U in 和輸出電壓U o的大小有關(guān)外，提高開關(guān)頻率可起到顯著降低輸出電壓的紋波值，增大儲(chǔ)能電感L和濾波電容C也可起到一定的作用。(6) 濾波電容根據(jù)所需的交流電壓輸出分量U o和其他給定的設(shè)計(jì)參數(shù)，同時(shí)考慮到濾波電感不小于臨界

47、濾波電感值的要求，濾波電容C的容量可由下式求出：C=U2o(1 Uo )( 2.16)8Lf 2 Uo Uin2.2 Buck 電路的數(shù)學(xué)模型開關(guān)電源主要采用負(fù)反饋控制，使輸出電壓或輸出電流維持穩(wěn)定，因此遵循控制系統(tǒng)的規(guī)律，Buck開關(guān)電路以圖2-3為例，進(jìn)行Buck電路的小信號(hào)分析研究，推導(dǎo)出其傳遞函數(shù)。Ui2-3 Buck 電路的拓?fù)?.17)2.18)當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電路的狀態(tài)方程為x A1x B1u0 t DTs開關(guān)斷開時(shí)，電路的狀態(tài)方程為x A2x B2uDTs t Ts其中， x iL ucT， u ui ，A1 A2C令式( 2.17)乘以 D ，式(1L, 1RCB11L , B

48、20002.18)乘以(1 D)后相加得x Ax DBu( 2.19)其中， A A1 A2 , B B1對(duì)于Buck電路有UO DUi，當(dāng)輸入電壓Ui波動(dòng)時(shí)控制電路通過開關(guān)占空比D 來控制開關(guān)電源以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓，設(shè)電感工作在CCM狀態(tài)，此時(shí)D 就是一個(gè)控制系統(tǒng)的輸入變量，記為d， U i 可視為干擾量，記為ui ，由于存在乘積項(xiàng)，則為非線性系統(tǒng)，所以需要線性化處理。采用電路上常用的小信號(hào)分析法。設(shè)狀態(tài)方程(2.19)的穩(wěn)定工作點(diǎn)為(x0,u0,d0)，式(2.19)記為 x F(x,u,d) ，在工作點(diǎn)處泰勒展開，可得：F(x0,u0,d0)F(x0, u0,d0)x F (x0 ,u0, d0

49、)(x x0)(u u0 )xu+F(x0,u0,d0)(dd0)O(xx0)O(uu0)O(dd0)( 2.20)d略去高階無窮小，由于x0 (x0,u0,d0)，可令：x x x0 ，u u u0 ， d d d0在工作點(diǎn)(x0,u0,d0)附近，有A F x， B F u， C F d 成立，即：x Ax Bu Cd拉氏變換后2.21 )2.22)s x(s) A x(s) B u(s) C d(s)x(s) (sI A) 1B u(s) (sI A) 1C d(s)0A1C根據(jù)式( 2.21 )、(Gid (s)2.22) 、(2.23)可解出下面各式：iL(s) ui0(Cs 1 R

50、)d(s) LCs2 RLs 1(2.24)Gvd (s)uc(s)d(s)ui0LCs2 L s 1R2.23)2.25)其中， Gid(s)為變換器中占空比到輸出電壓的傳遞函數(shù)，Gvd(s)為變換器中占空比到輸出電流的傳遞函數(shù)。注意以上推導(dǎo)均未考慮電感電阻及電容寄生電阻等，相關(guān)推導(dǎo)請(qǐng)參考其他文獻(xiàn)。下面是一個(gè)具體Buck電路設(shè)計(jì)2.3 具體 Buck 變換器主電路參數(shù)設(shè)計(jì)本論文采用的buck模塊性能指標(biāo)如下：輸入直流電壓Vin =300V， 輸出電壓Vo =100V， 額定輸出電流Io =20A， 最小輸出電流 IOmin =2A,輸出電壓紋波小于1%,開關(guān)頻率fs=100KHz。2.3.1

51、 占空比 D根據(jù)Buck變換器的性能指標(biāo)要求及Buck變換器輸入輸出電壓之間的關(guān)系可求出占空比：U o1001DU in300 31D 1 ，可得實(shí)際運(yùn)32.3.2 濾波電容L要電流連續(xù)必須最小負(fù)載電流IOmin UO (1 D)，由占空比mn 2Lfs行中的臨界負(fù)載電流IOB UO (1 D) , 即要求：2LfssU100 (1 1 )L O (1 D)3 H 166.7 H2fsIOmin2 100 103 2為確保最小負(fù)載電流，電感電流連續(xù)，取L 167 H 。由前面分析可知：UoiL I Lmax I L min (1 D)Lfs100167 10 6 100 1031(1) 4A3ILmaxIo12 iL(202)A22AILminIo12 iL(202)A18A開關(guān)管T和二極管D通過的最大峰值電流都是ILmax 22A， 開關(guān)管 T承受的最大正向電壓為Uin 220V , 二極管 D承受的最大反向電壓也是Uin 220V 。 取電流過載安全系數(shù)為1