復(fù)旦李旦高頻電路3高頻功率放大器

1、第第 3 章章高頻功率放大器高頻功率放大器高頻電路基礎(chǔ)2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)2概述l功率放大器的作用l發(fā)射、功率輸出設(shè)備l功率放大器的分類l非開關(guān)工作狀態(tài)：A類、B類、C類l開關(guān)工作狀態(tài)：D類、E類、F類l功率放大器的要求l輸出功率l電源效率l功率增益、阻抗匹配l諧波抑制度2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)3C類諧振功率放大器原理電路晶體管：將激勵信號轉(zhuǎn)換為輸出電流諧振回路：濾波作用；阻抗匹配作用激勵信號：電壓較大，使晶體管工作在非線性區(qū)CLRLviVBBVCCiC2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)4工作狀態(tài)icicvbettA類B類C類晶體管轉(zhuǎn)移特性A類B類C類輸入電壓波形輸出電流波形202

2、2-5-21高頻電路基礎(chǔ)5尖頂余弦脈沖電流ict0Icm2Im012( )cossincossincos( ), ( )(1cos )(1cos )2 sincoscossin ( ) (2)(1)(1cos )CncmniIn tnnnnn n 將iC傅立葉展開：其中coscos (coscos )(1cos )cmmmcmmiItIItIIcoscos1cosccmtiI2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)6000.50.40.30.20.1306090120150180a0a1a2a312尖頂余弦脈沖分解系數(shù)導(dǎo)通角102022-5-21高頻電路基礎(chǔ)7能量關(guān)系和集電極效率10基波輸出功率：直流輸

3、入功率：集電極耗散功率：集電極效率： 111011111100121122ocmcmDCcmCCCDCoocmcmcmDCcmCCCCPIVPIVPPPPIVVPIVV其中 與電流導(dǎo)通角有關(guān)，導(dǎo)通角越小集電極效率越高。但是電流導(dǎo)通角越小輸出功率也越小，所以一般導(dǎo)通角取6090度2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)8C類諧振功放的工作狀態(tài)分析l動態(tài)負載線l晶體管集電極電流ic與集電極電壓vce共同確定的動態(tài)點的運動軌跡l由晶體管輸出特性曲線和外電路方程共同確定l外電路是LC諧振回路，完全不同于電阻負載icvcevbe2vbe1vbe5vbe4vbe30l可以用逐點描繪法得到動態(tài)負載線，在不需要精確計算

4、的場合也常常用折線近似2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)9l折線近似的動態(tài)負載線l晶體管特性近似為線性l外電路方程為l動態(tài)負載線coscosceCCc eCCcmbeBBiBBbmvVi rVVtvVvVVt ()()cmbebe onigvVicvce0Vbm/CCVtanbmmcmVgVIcmVcmVBBVbe(on)VbmVcm()()/BBbe onbmcmceCCcmbmcmVVVigvVVVV 2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)10高頻諧振功率放大器的工作狀態(tài) icvcevbmAvbmCvbmBVCC0vbettticvce過壓狀態(tài)臨界狀態(tài)欠壓狀態(tài)ABC2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)11三

5、種工作狀態(tài)的特點l由于輸出端LC回路的濾波作用，輸出電壓始終為余弦波。l欠壓狀態(tài)晶體管始終工作在線性區(qū)，輸出電流為尖頂余弦脈沖。l過壓狀態(tài)在輸入電壓峰值附近，晶體管進入飽和區(qū)，輸出電流出現(xiàn)凹陷。l臨界狀態(tài)在輸入電壓峰值附近，晶體管到達飽和區(qū)邊緣，輸出電流基本是尖頂余弦脈沖。l在導(dǎo)通角小于90度的時候，無論在哪種狀態(tài)，輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系都不是線性關(guān)系。2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)12放大特性 欠壓區(qū)：輸出基波電壓和基波電流均隨輸入幅度增加而增加，輸出功率也相應(yīng)增加。但是由于導(dǎo)通角的變化，此增加是非線性的，導(dǎo)致輸出功率的增加為非線性的。 過壓區(qū)：由于晶體管飽和，輸出電壓趨于不變；由于出現(xiàn)凹

6、陷，輸出基波電流也趨于不變，所以輸出功率趨于不變。臨界 過壓欠壓PoVcm1Icm1Vbm2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)13icvceVCC0ttic00IcmVcmVcesVbmvbe0tVBB+Vbe(on)臨界狀態(tài)下的輸出2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)14臨界狀態(tài)下，集電極電壓的峰值為所以，臨界狀態(tài)下集電極輸出的基波功率為基波集電極電流峰值為諧振電阻為1cmcmCCCESVVVV11( )cmcmII 111111( )()22ocmcmcmCCCESPIVIVV 111( )cmCCCESecmcmVVVrII 2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)159V,75750.5VCCeCESVrV

7、，例1已知晶體管諧振功放11111111190.58.5V75 1.3(rad)180sincos( )0.455(1cos )250mA( )( )1( )480mW2cmCCCEScmCCCEScmecmcmcmeocmcmVVVVVVVrIIIrPIV = 75即求臨界狀態(tài)的輸出功率、諧振電壓以及流過晶體管的最大集電極電流。解：2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)16例2已知某晶體管參數(shù)如下：ICM=750mA，PCM=1W，VCES=1.5V，GP(功率增益)13dB。要求以此設(shè)計一個C類功放，輸出功率Po1=2W，電源電壓VCC=24V。解：24 1.522.5VcmCCCESVVV221

8、22.512722 2cmeoVrP122.5178mA127cmcmevIr若選 =70，則0=0.253，1=0.4362022-5-21高頻電路基礎(chǔ)1711178mA408mA750mA0.436cmcmII00408 0.253103mAccmII（晶體管安全范圍）024 1032.47WDCCCcPVI12.4720.47W1WCDCoPPP（晶體管安全范圍）1281%2.47oDCPP1120.1Wlg (1.3)lg ()10oiPPPG2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)18 保持輸入 vbm不變, 保持電源電壓VCC不變 通過改變 re ，研究C類功放的輸出隨負載阻抗改變的規(guī)律負載

9、變化對于C類功放的影響icvce0VbmVCCre 小re 大2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)19 負載阻抗變小，工作狀態(tài)向欠壓狀態(tài)移動； 負載阻抗變大，工作狀態(tài)向過壓狀態(tài)移動 在欠壓狀態(tài)，基波電流變化緩慢，近似恒流源； 在過壓狀態(tài)，基波電壓變化緩慢，近似恒壓源 在臨界狀態(tài)，具有最高的輸出功率 在靠近臨界的弱過壓狀態(tài)，具有最高的集電極效率臨界 過壓欠壓reVcm1Icm1Po2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)20調(diào)制特性1、集電極調(diào)制通過改變集電極直流電壓，使得放大器的輸出發(fā)生改變，稱為集電極調(diào)制。icvce0VbmVCC1VCC2VCC3Vcm2Vcm1Vcm3Icm1Icm3Icm22022-5

10、-21高頻電路基礎(chǔ)21集電極調(diào)制特性集電極電壓VCC 增大，工作狀態(tài)趨于欠壓區(qū)；VCC 減小，工作狀態(tài)趨于過壓區(qū)欠壓區(qū)欠壓區(qū)：由于晶體管的恒流特性，導(dǎo)致輸出電壓和輸出電流均基本不變，輸出功率亦基本不變過壓區(qū)：過壓區(qū)：晶體管進入飽和區(qū)，輸出電壓、輸出電流以及輸出功率受VCC 控制（調(diào)制）Vc1MIc1M臨界過壓欠壓POVCC2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)222、基極調(diào)制通過改變基極直流偏置電壓，使得放大器的輸出發(fā)生改變，稱為基極調(diào)制。icvce0Vbm2VCCABCVbm1Vbm3tvbe0VBB1VBB2VBB32022-5-21高頻電路基礎(chǔ)23基極調(diào)制特性VBBIc1M臨界過壓欠壓POVc1

11、M基極偏置電壓VBB偏正（對于NPN晶體管而言），工作狀態(tài)趨于過壓區(qū)；反之，VBB偏負，工作狀態(tài)趨于欠壓區(qū)過壓區(qū)：過壓區(qū)：由于放大器的恒壓特性，導(dǎo)致輸出電壓和輸出電流均基本不變，輸出功率亦基本不變欠壓區(qū)：欠壓區(qū)：晶體管進入線性區(qū)，輸出電壓、輸出電流以及輸出功率受VBB 控制（調(diào)制）2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)24兩種調(diào)制特性的比較l相同點：l均可以實現(xiàn)控制輸出功率的目的l不同點：l工作狀態(tài)不同：基極調(diào)制工作在欠壓狀態(tài)，集電極調(diào)制工作在過壓狀態(tài)l調(diào)制（控制）功率：基極調(diào)制需要的調(diào)制功率小，集電極調(diào)制需要的調(diào)制功率大l效率：集電極調(diào)制的電源利用系數(shù)大致恒定，所以效率較高，基極調(diào)制的電源利用系數(shù)變

12、化，所以平均效率下降l線性：集電極調(diào)制的線性較好2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)25三個特性的總結(jié)與應(yīng)用l綜合效率、輸出功率等因素，C類諧振放大器一般設(shè)計在臨界狀態(tài)工作。l常用負載特性來判斷放大器的工作狀態(tài)：在欠壓狀態(tài)，輸出功率隨 re 加大而加大，集電極電流隨 re 加大而減小（但不明顯）。在過壓狀態(tài)，輸出功率隨 re 加大而減小，集電極電流隨 re 加大而明顯減小。l在需要改變輸出功率的場合，可以利用功放的調(diào)制特性，常用集電極調(diào)制。2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)26例3對一個C類諧振功放進行測量時，由于發(fā)現(xiàn)輸出功率偏小，遂對它進行調(diào)整。調(diào)整中出現(xiàn)下列現(xiàn)象：減小負載電阻的阻值時，集電極電流迅速

13、增加，輸出功率隨之增加；而加大負載電阻則情況相反。由于實際負載阻抗不可改變，所以要求調(diào)整電路其他參數(shù)以達到增加輸出功率目的。試分析出現(xiàn)上述現(xiàn)象的可能原因，并提出改進意見。解：根據(jù)C類功放的負載特性，可知原電路工作在過壓區(qū)?？赡茉蛴校狠敵鑫雌ヅ洌ㄘ撦d電阻偏大）、電源電壓偏低、基極偏置電壓偏正（NPN晶體管）。由于改變基極偏置電壓對于輸出功率的影響不大，所以有以下兩種調(diào)整方法：1、加大電源電壓；2、通過改變輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，減小集電極等效負載電阻。2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)27C類功率放大器的實際電路 輸出級激勵級匹配網(wǎng)絡(luò)匹配網(wǎng)絡(luò)匹配網(wǎng)絡(luò)負載 輸出級晶體管工作在額定輸出功率狀態(tài) 匹配網(wǎng)絡(luò)在要

14、求的頻率完成阻抗匹配功能 激勵級提供足夠的激勵功率 另外還有電源供電網(wǎng)絡(luò)、退耦與屏蔽等輔助部分2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)28l晶體管的選擇l工作頻率、安全性l直流饋電與偏置電路l解決晶體管的直流供電問題l選頻與阻抗匹配電路l選頻l解決晶體管與負載的阻抗匹配2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)29晶體管高頻效應(yīng)對于高頻功放的影響l當(dāng)信號頻率大于 0.5fb 左右以后，輸出功率下降、效率降低、功率增益下降、輸入與輸出阻抗變化l原因：晶體管高頻效應(yīng)的影響l少數(shù)載流子渡越時間的影響l飽和壓降的影響l引線電感的影響2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)30少數(shù)載流子渡越時間的影響l渡越時間：少數(shù)載流子從基極擴散到

15、集電極的時間l信號頻率升高，渡越時間不可忽略，電流電壓波形不一致l導(dǎo)通角加大，效率下降，輸出功率下降vbevbevbeieicibieicib低頻時的電壓電流波形高頻時的電壓電流波形2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)31飽和壓降的影響l飽和壓降由結(jié)電壓和體電阻兩部分構(gòu)成l由于趨膚效應(yīng)，高頻時集電極電流分布不均勻，造成體電阻增加l集電極損耗加大，輸出功率下降2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)32引線電感的影響l在頻率足夠高時，引線電感的感抗不可忽略。此電感和結(jié)電容、分布電容共同構(gòu)成晶體管輸入阻抗和輸出阻抗中的電抗分量l發(fā)射極引線電感還構(gòu)成串聯(lián)負反饋2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)33諧振功放的直流饋電電路

16、集電極饋電電路串聯(lián)饋電諧振回路接電源并聯(lián)饋電諧振回路接地VCCVCC2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)34VBBVBB基極饋電電路串聯(lián)饋電并聯(lián)饋電2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)35ibibib自生負偏壓能夠自動維持放大器工作點的穩(wěn)定2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)36實際高頻諧振放大器舉例C1C5C4C3C217pF45pF16pF10pF0.01F16nHL1L4L3L297nH280nH280nH5050VCC = 28Vf0 = 150MHz, Po1 = 15W, Gp = 9dB2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)37R1R3R2RFCRFCVCC5050C1C2C4C3L1L2D2SC2510

17、28MHz的晶體管C類功率放大器電路。選用的晶體管為2SC2510，輸出功率150W。 2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)38VDDR1R3R25050R4場效應(yīng)管30MHz功率放大器 2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)39高頻諧振放大器的設(shè)計過程1.根據(jù)放大器要求的工作頻率、輸出功率以及總增益，選擇合適的電路結(jié)構(gòu)（包括放大器級數(shù)）以及各級晶體管，給每級放大器制定合適的增益指標(biāo)2.根據(jù)輸出功率要求、晶體管參數(shù)以及導(dǎo)通角要求等參數(shù)，確定電源電壓，為每級晶體管設(shè)計合適的饋電網(wǎng)絡(luò)3.根據(jù)負載阻抗、信號源阻抗以及各級晶體管的輸入輸出阻抗，確定各級阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換關(guān)系4.根據(jù)放大器要求的帶寬指標(biāo)以及可能的

18、帶外衰減指標(biāo)，確定各級阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的Q值5.根據(jù)3、4兩點設(shè)計各級阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)計時需注意元件的耐壓以及能夠承受的電流2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)40C類放大器設(shè)計的例子要求設(shè)計一個高頻C類功放，工作頻率為27MHz，輸出功率為47dBm (50W)，輸入功率不大于26dBm (400mW)，輸入阻抗和負載阻抗均為50 。設(shè)計過程：1、選擇電路結(jié)構(gòu)與晶體管：總增益21dB，需要兩級晶體管放大末級晶體管：RD70HHF1，Gp=13dB，Po=70W激勵級晶體管：RD16HHF1， Gp=16dB，Po=16W 阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的插入損耗：8dB2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)41輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

19、設(shè)計：RD70HHF1： Zo = 0.77-j0.22 Po = 70W， f0 = 27MHz系統(tǒng)要求的負載阻抗：ZL=50C1C2L2L1500.77+j0.2211188.4nH, 354pF, 3LCQ22212.6nH, 3.72nF, 2.34LCQ電感：均采用直徑3mm的表面鍍銀銅管繞制 電容：選用多個云母電容并聯(lián)，C1還并聯(lián)有6/50pF可調(diào)電容2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)42激勵級與輸出級之間的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計：激勵級晶體管RD16HHF1：Zo=2.99-j3.66 f0=27MHz輸出級晶體管的輸入阻抗：Zi=5.28-j20.08 f0=27MHz C3C4L35.

20、28-j20.082.99+j3.66334221nH, 132pF, 43pFLCC電感：采用直徑1mm的漆包銅線繞制 電容：C3兩個68pF云母電容并聯(lián)C4 采用33pF云母電容并聯(lián)5/20pF可調(diào)電容2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)43輸入級阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計：激勵級晶體管RD16HHF1：Zi=20.02-j89.42 f0=27MHz系統(tǒng)要求的輸入阻抗：Zi=50電感：采用直徑1mm的漆包銅線繞制 電容：選用 8.2pF+3/10pF 和 22pF 云母電容C6C5L420.02-j89.4250456470nH, 13pF, 22pFLCC2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)44C1L2L1

21、C2VDDVDDVDDVDDRFCRFCRFCRFCC4C3C6C5L3L4實際電路（并聯(lián)的電容均畫成一個）電源電壓12.513V，并聯(lián)饋電，偏置調(diào)整到輸出功率達標(biāo)2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)45核實工作點與輸出功率、效率等參數(shù)：末級功率晶體管為RD70HHF1，其輸出阻抗在滿功率輸出時約為0.77-j0.22歐姆。電源電壓13V。Vom大約為12V。Po=50W。實測：在輸出功率達到50W時，電源效率大約在60左右 基波電流為122508.3A12oomomPIV阻抗匹配時，漏極峰值電流為1215.6A0.77omomoVIr110108.3( )0.531.9rad10815.6(1.9

22、)0.3811 12 0.5364%22 13 0.38omomomCCIIVV 2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)46D類功率放大器l工作原理：l激勵信號采用方波（或準方波）l晶體管工作在開關(guān)狀態(tài)l利用諧振回路從輸出信號中取出正弦信號l電路特點：l由于晶體管工作在開關(guān)狀態(tài)，使得電源利用效率大大提高2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)47電流開關(guān)型D類放大器在方波電壓激勵下，Q1Q2輪流導(dǎo)通，輸出電流交替反相激勵LC并聯(lián)諧振回路，在諧振回路的選頻作用下輸出正弦信號等效原理圖VDDiD1iD2Q1Q2CLIDC2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)48考慮晶體管的飽和壓降，可以等效為晶體管具有等效內(nèi)阻rQ，此時晶

23、體管的損耗功率為 2QDDQPIr2oDCQDDDDDDQPPPVIIr輸出功率為不考慮晶體管壓降的輸出功率晶體管壓降造成的輸出功率下降因子1DD QoDCDDIrPPV 效率為直流輸入功率DCDDDDPVI2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)49pDDVV設(shè)LC諧振回路兩端高頻電壓峰值為Vp，則諧振線圈中點的電壓峰值為其一半，在忽略晶體管壓降的條件下為Vp/2。因為諧振線圈中點的諧振線圈中點電壓波形VDDVp /2電壓平均值就是直流電壓VDD，所以，根據(jù)正弦信號峰值與平均值的關(guān)系，有DCDDDDPVI所以有以下關(guān)系（其中RL是在諧振回路兩端的等效負載電阻）：電源電壓、負載電阻和輸出功率的關(guān)系22L

24、opDDLoDDR PVVR PV或2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)50考慮晶體管的等效內(nèi)阻rQ后，有22()2DDoLVPR此時有()pDDDD QVVIr()2pDDDD QLoVVIrR P22(1)LoLoDDDD QDDR PR PVIrV由此得到2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)51電壓開關(guān)型D類放大器ioVDD在方波電壓激勵下，Q1Q2輪流導(dǎo)通，等效于一個方波電壓源激勵LC串聯(lián)諧振回路，在諧振回路的選頻作用下輸出正弦信號等效原理圖VDDQ1Q2CLio2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)52晶體管集電極輸出的電壓為方波，在不考慮晶體管壓降條件下，方波的振幅為VDD/2。此方波中的基頻分量就是

25、經(jīng)過LC回路選頻的輸出信號。對集電極輸出的電壓進行傅立葉展開，輸出電壓振幅為022sin() ()2DDomDDVVt dtV負載上得到的基頻分量輸出功率為222220.22omDDDDoLLLVVVPRRR2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)53考慮晶體管的飽和壓降等效為晶體管具有等效內(nèi)阻rQ，此時輸出電壓方波峰值為 2DDLQLVRrR2LomDDQLRVVrR基頻分量輸出功率為基頻分量峰值為222220.20.2()()LDDLoDDQLLQLRVRPVrRRrR不考慮晶體管壓降的輸出功率晶體管壓降造成的輸出功率下降因子2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)54D類放大器的特點l輸出信號幅度與輸入信號

26、幅度沒有線性關(guān)系，不能放大幅度有變化的調(diào)幅信號l在理想情況下，晶體管在開關(guān)狀態(tài)下不消耗直流功率，LC回路也不消耗功率，所以D類放大器的理論電源效率為100%。實際D類放大器的電源效率大致為70%90%l造成效率下降的原因：一、晶體管的損耗；二、變壓器或阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的插入損耗2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)55D類放大器中的損耗l晶體管極間電容影響晶體管導(dǎo)通-截止轉(zhuǎn)換過程，工作頻率越高損耗越大。電壓開關(guān)型比電流開關(guān)型略優(yōu)。tvdsvgsl阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗，受磁芯材料的限制，工作頻率不能太高；受體積的限制，工作頻率不能太低2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)56實際D類放大器設(shè)計舉例設(shè)計一個D類功率放大

27、器電路，要求如下：工作頻率f0=1MHz，在20負載上的輸出功率為100W 1002044.7VoV 1002.24A20oI 1、負載上的電壓與電流計算2、若采用電壓開關(guān)型D類放大器，并假設(shè)晶體管的內(nèi)阻為0.4，則電源電壓為2.22101V2QLQLDDooLLrRrRVVVRR2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)57考慮阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗，可選VDD=110V。3、計算電流0.20.450.451AoDDDDoQLLVVIIrRR4、選擇晶體管：漏-源耐壓不小于150V，最大漏極電流不小于2A，實際用IRF710，參數(shù)為漏-源耐壓400V，最大漏極電流2A，內(nèi)阻0.36，輸入電容170pF，輸出

28、電容34pF 5、設(shè)計輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)：采用低通T形網(wǎng)絡(luò)，對稱結(jié)構(gòu)，L1=L2=7.96mH，C=6.12nF 2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)58VDDL1L2CRLviR1R2C1實際電路：2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)59傳輸線變壓器與功率合成一種在日常生活中可能見到的傳輸線變壓器2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)600LZC傳輸線的特點l分布式電容電感l(wèi)特性阻抗： L：單位長度的電感，C：單位長度的電容l若終端阻抗匹配，則傳輸線將全部功率傳輸?shù)浇K端，與頻率無關(guān)，所以理想傳輸線帶寬無限l實際傳輸線有損耗，但在滿足傳輸線長度小于波長的八分之一時，可以近似認為與頻率無關(guān)2022-5-21高頻電路基

29、礎(chǔ)61變壓器的特點l緊耦合，能量幾乎全部傳遞l阻抗變換方便l由于初級自感有限，下限傳輸頻率受限制l由于分布電容的影響，上限傳輸頻率受限制l綜合頻率特性：只能在某個特定頻段上傳遞能量2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)62傳輸線變壓器l兩根很短的導(dǎo)線并行繞在同一個磁芯上，既是傳輸線（短傳輸線），又是變壓器（緊耦合）l帶寬極大增加l由于兩根短傳輸線中電流幅度相等、方向相反，所以總磁通量為零，磁芯不易飽和l體積小、傳輸功率大1243v12v34v13v24i1i3i2i42022-5-21高頻電路基礎(chǔ)631. 因為12、34是兩根短傳輸線，所以兩端電壓相等，即v13=v24。2. 因為12、34構(gòu)成緊耦合

30、變壓器，所以兩繞組的端電壓相等，即v12=v34。3. 因為12、34是兩根短傳輸線，所以流過的電流大小相等，振幅不變，方向相反。即i1=i2=i3=i4。1243v12v34v13v24i1i3i2i4傳輸線變壓器的特點與分析要點2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)64241343212443121212/224iiLiiLiLLiLvvvvvvvvvviiiiivvRRii由傳輸線變壓器原理，又有，所以，由傳輸線變壓器原理，又有阻抗變換作用RRL1432i1i22022-5-21高頻電路基礎(chǔ)65反相變換vi1432RLvivo平衡-非平衡變換2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)66阻抗匹配條件vs14

31、32r13r24i1i2v13v24132420()cos()sincossinj lj lvV eV eVVlj VVlvlji Zlbbbbbb100024201()()()cossincossinj lj lVVVViV eV eljlZZZviljlZbbbbbb1 1313242 24svi rvvi r0-l2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)67213 241324001()cos()sinsivr rrrljZlZbb2224224222213 24132400() cos() sinsov rPirr rrrlZlZbb由上頁公式消去v13，v24 和 i1 等，得到：13 240

32、00()0r rdZdZZ01324Zrr為了討論傳輸線的阻抗匹配，求輸出功率的極值。令得到匹配條件：2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)68傳輸線變壓器的插入損耗rsvsrL1432i1+i2i1i213242024120cossincossinvvlji ZlviiljlZbbbb121313242()ssLvii rvvvi r 0-l由這些條件可以得到輸出功率的表達式2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)69222222200(1cos)cos2 (1cos)() sinLoLss LLslrPirvr rrlrlZlZbbbb2(max)4sSSvPr4LSrr2220(max)0244(13co

33、s)() sin(dB)10lg10lg16(1cos)SSSorZllPZrILPlbbb信號源的額定輸出功率（包含源與負載的阻抗匹配條件）：據(jù)此可得傳輸線變壓器的插入損耗：傳輸線變壓器的輸出功率：2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)70傳輸線變壓器的插入損耗1、與傳輸線的特性阻抗有關(guān)，匹配值為2、與傳輸線的長度有關(guān)，一般要求小于00.050.10.1501230.2IL(dB)Z=Z0Z=2Z0 or 0.5Z0Z=1.5Z0 or (2/3)Z0Z=2.5Z0 or (2/5)Z0Z=3Z0 or (1/3)Z0/l0S LZr r/82022-5-21高頻電路基礎(chǔ)71功率合成技術(shù)信號源功率分

34、配功率合成功率放大放大器魔T2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)72傳輸線變壓器的功率混合（分配）電路魔 T 電路阻抗關(guān)系:000, /2, 2ABCDRRZRZRZRARDRBRCvAvBiAiBiCiDiivBvA1423ADBC4:1傳輸線變壓器1,()2CABDABiiiiii電流關(guān)系:2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)73反相功率合成vA與vB輸出功率相等，RARLRBRCvAvBiAiBiCiLii1,0,()2ABCABLABABiiiiiiiiii合成的功率信號對地浮空2ABAALABABLLAvvvviiiRRRRR負載電流負載得到的功率為222244AABLLLLABvvvPi RR

35、RR兩個信號源額定輸出功率之和2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)74ABC同相功率合成RARDRBRLvAvBiAiBiLiDvA與vB輸出功率相等， ，注意 iB 的方向與反相合成時的相反 ABii12 ,()02LCABADABiiiiiiii負載得到的功率為兩個信號源額定輸出功率之和22222422ALLLAAAAABBRPi Rii Ri Ri R1 23 4信號源額定輸出功率為 與 2AAi R2BBi R2022-5-21高頻電路基礎(chǔ)75RARDRBRCvAvBiAiBiCiDiivBvA1423ADBC魔T的隔離作用1324132413241342,222DDDDDDACCCCDDBCCCCi Rvvi Rvvvvi