超聲波按摩器設(shè)計(jì)

1、超聲波按摩器設(shè)計(jì)摘 要超聲波按摩器的工作原理是利用壓電陶瓷的逆壓電效應(yīng)，在激勵(lì)信號的作用下產(chǎn)生超聲振動(dòng)，它突破傳統(tǒng)按摩器的理念，具有許多獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)，成為新型按摩器領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)。本文展開了超聲波發(fā)生器研究，以滿足超聲波按摩器電源發(fā)展及應(yīng)用的要求。本文作了以下研究工作：概述了超聲波按摩器電源的工作原理及特點(diǎn)，介紹了超聲波發(fā)生器的現(xiàn)狀及研究存在的問題。通過對超聲波發(fā)生器等效電路的分析，超聲波發(fā)生器能量轉(zhuǎn)換和傳遞過程分析，得出了超聲波按摩器電源的技術(shù)要求。通過分析傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電源現(xiàn)有方案，得到了新型驅(qū)動(dòng)電源方案，并完成了新型驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)，制造了樣品。通過實(shí)驗(yàn)與理論分析，提出了一種新型超聲波按摩器電源，即

2、采用推挽式結(jié)構(gòu)，并完成了具體電路設(shè)計(jì)。本文研究的超聲波按摩器電源，設(shè)計(jì)頻率調(diào)節(jié)范圍在20kHz30kHz之間，通過現(xiàn)有超聲波發(fā)生器實(shí)驗(yàn)測試，本超聲波按摩器電源實(shí)際調(diào)節(jié)范圍在14250kHz，實(shí)現(xiàn)較寬頻率范圍調(diào)節(jié)。變壓器工作頻率固定，通過電位器可以實(shí)現(xiàn)對頻率的調(diào)節(jié)，滿足了人們在不同頻率下實(shí)現(xiàn)按摩，解決了傳統(tǒng)按摩器只能在固定頻率下按摩的問題。關(guān)鍵詞：超聲波 IR2155 PWM 變壓器目 錄1 前 言12 概述12.1超聲波發(fā)生器電源技術(shù)的發(fā)展概況12.1.1 電子管放大器12.1.2 晶體管模擬放大器22.1.3 晶體管開關(guān)型放大器22.2 設(shè)計(jì)方案選擇32.2.1 設(shè)計(jì)方案1-以IR2103推

3、挽式升壓逆變電路32.2.2 設(shè)計(jì)方案2-以IR2155推挽式升壓逆變電路33 總體設(shè)計(jì)43.1 工作原理43.2 系統(tǒng)總圖44 硬件設(shè)計(jì)44.1 IR2155驅(qū)動(dòng)電路44.1.1 IR2155驅(qū)動(dòng)電路的工作原理44.1.2 IR2155驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生PWM計(jì)算64.2推挽式DC-AC主電路設(shè)計(jì)74.2.1 電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較74.2.2 推挽變換器拓?fù)浞治?05 變壓器模塊分析與設(shè)計(jì)125.1 磁性材料和磁芯結(jié)構(gòu)125.2 磁芯重要參數(shù)145.3 變壓器損耗分析155.4 變壓器設(shè)計(jì)176 功率模塊設(shè)計(jì)226.1主功率開關(guān)管選型226.2 MOSFET具體參數(shù)確定246.3 MOSFET驅(qū)動(dòng)電路

4、266.4 功率模塊保護(hù)電路設(shè)計(jì)297 制作與調(diào)試307.1 實(shí)物制作307.1.1 硬件電路的布線與焊接307.1.2 負(fù)載壓電陶瓷片的制作317.1.3 整體實(shí)物317.2 調(diào)試328 結(jié)語33致 謝35參 考 文 獻(xiàn)36英 語 摘 要38附錄1 溫升與單位表面功耗關(guān)系表39附錄2 磁芯結(jié)構(gòu)參數(shù)表39附錄3 70時(shí)銅線的滲透深度40附錄4 系統(tǒng)總圖401 前 言超聲波是指頻率超過2萬赫茲以上，不能引起正常人聽覺的機(jī)械振動(dòng)波，其振動(dòng)波具有機(jī)械作用、溫?zé)嶙饔煤突瘜W(xué)作用。超聲波按摩器利用超聲波的三大作用，在人體面部進(jìn)行治療和按摩保養(yǎng)，以達(dá)到美容目的。 機(jī)械作用：超聲波功率強(qiáng)、能量大，作用于面部可

5、以使皮膚細(xì)胞隨之振動(dòng)，產(chǎn)生微細(xì)的按摩作用，改變細(xì)胞容積，從而改善局部血液和淋巴液的循環(huán)，增強(qiáng)細(xì)胞的通透性，提高組織的新陳代謝和再生能力，軟化組織，刺激神經(jīng)系統(tǒng)及細(xì)胞功能，使皮膚富有光澤和彈性。 溫?zé)嶙饔茫和ㄟ^超聲波的溫?zé)嶙饔茫梢蕴岣咂つw表面的溫度，使血液循環(huán)加速，增加皮膚細(xì)胞的養(yǎng)分，使神經(jīng)興奮性降低，起到鎮(zhèn)痛的作用，使痙攣的 肌纖維松弛，起到解痙的作用。超聲波的熱是內(nèi)生熱，熱量的79%82%被血液自作用區(qū)運(yùn)走，18%21%由熱傳導(dǎo)而分散至臨近組織中，因此，病人無明顯熱感覺。化學(xué)作用：超聲波可以加強(qiáng)催化能力，加速皮膚細(xì)胞的新陳代謝，使組織pH值向堿性方向變化，減輕皮膚炎癥伴有的酸中毒及疼痛。同

6、時(shí)可以提高細(xì)胞膜的通透性，使?fàn)I養(yǎng)素和藥物解聚，利于皮膚吸收營養(yǎng)，利于藥物透入菌體，提高殺菌能力。 超聲波按摩器的具體功能如下：軟化血栓，消除“紅臉”。治療和消除臉部微細(xì)血管變形、血液循環(huán)障礙引起的面部紅絲、紅斑，以及因螨蟲感染而引起的面部紅斑或酒渣鼻。2 概述2.1超聲波發(fā)生器電源技術(shù)的發(fā)展概況超聲波發(fā)生器發(fā)展可以分為三個(gè)大的階段：第一個(gè)階段是采用電子管放大器；第二個(gè)階段是采用晶體管模擬放大器；第三個(gè)階段是采用晶體管數(shù)字(開關(guān))放大器。2.1.1 電子管放大器在上世紀(jì)80年代前，信號的功率放大還采用電子管。采用電子管的唯一好處是它的動(dòng)態(tài)范圍較寬,這個(gè)好處對于音頻放大器致關(guān)重要，但對超聲波發(fā)生器

7、沒有什么用處，因此一旦功率晶體管出現(xiàn)后即遭淘汰。電子管的缺點(diǎn)很多，例如：功耗大、體積大、壽命短、效率低。2.1.2 晶體管模擬放大器上世紀(jì)80年代到90年代中旬，功率晶體管發(fā)展已非常成熟，各種OCL及OTL電路均適用于發(fā)生器，信號發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)特定頻率的正弦波經(jīng)前置放大器進(jìn)行信號放大，推動(dòng)功率放大器進(jìn)行功率放大，再經(jīng)阻抗變換提供給換能器，其中VCC、VEE是通過變壓、整流、濾波后的直流電源。但模擬功率放大器有幾個(gè)缺點(diǎn)：(1)功耗較大。由于OTL、OCL電路理論效率只有78 左右，實(shí)際效率更低，功耗大，導(dǎo)致功率管發(fā)熱嚴(yán)重，需要較大的散熱功率，功率管的發(fā)熱導(dǎo)致工作不太穩(wěn)定。(2)體積大、重量重。由

8、于功率管輸出的功率受到限制。要輸出較大的功率需要更多的功率管，況且發(fā)生器所需求的直流電源是通過變壓器降壓、整流。濾波后得到的。大功率的變壓器比較重，效率也比較低。(3)不易使用現(xiàn)代的微處理器來處理。由于該電路呈現(xiàn)一個(gè)比較典型的模擬線路特征。用數(shù)字處理比較復(fù)雜，涉及到AD(模擬轉(zhuǎn)數(shù)字)和DA (數(shù)字轉(zhuǎn)模擬)。成本比較高，可靠性低。2.1.3 晶體管開關(guān)型放大器隨著電力電子器件的發(fā)展，特別是VDMOS管(垂直溝道M0S管，也可稱功率場效應(yīng)管)和IGBT (隅離柵雙極晶體管)的發(fā)展和成熟，使得采用開關(guān)式發(fā)生器成為可能。實(shí)際上開關(guān)型發(fā)生器的發(fā)展是開關(guān)電源的成果之一，下面著重討論晶體管開關(guān)型發(fā)生器。開關(guān)

9、型發(fā)生器的原理是通過調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比(或?qū)У琅c截止時(shí)間)來控制輸出的功率。由于晶體管在截止和飽和導(dǎo)通時(shí)的功耗很小。因此這種開關(guān)型發(fā)生器的特點(diǎn)是：(1)功耗低、效率高：開關(guān)管在開關(guān)瞬時(shí)的功耗較大，但時(shí)間很短，在截止或?qū)У罆r(shí)的功耗很小，時(shí)間較長，因此總的功耗較小，而且基本恒定，最高效率可以達(dá)到90 以上。(2)體積小、重量輕：由于效率高，功耗低，使得散熱要求較低，而且各個(gè)開關(guān)管可以推動(dòng)的功率較大，加上直流電源直接變換使用，不需電源變壓器降壓，因此它的體積較小，重量輕，單位功率所占的體積和重量值較小。(3)可靠性好，與微處理器等配合較容易：電子器件在工作時(shí)的溫升較低，工作就可靠，加上全數(shù)字(開關(guān))

10、輸出，可用微處理器直接控制。2.2 設(shè)計(jì)方案選擇在方案的選擇方面上，通過綜合比較，最后選擇了以IR2155為驅(qū)動(dòng)芯片的推挽式升壓逆變電路。2.2.1 設(shè)計(jì)方案1-以IR2103推挽式升壓逆變電路如圖1所示。圖1 以IR2103推挽式升壓逆變電路使用IR2103驅(qū)動(dòng)芯片可以通過不同方案產(chǎn)生PWM信號來驅(qū)動(dòng)推挽式升壓逆變電路，既可以用單片機(jī)產(chǎn)生PWM信號，也可用555產(chǎn)生，但是此方案一方面利用555組成多諧振蕩器比較難達(dá)到所需要求，因?yàn)檎伎毡群皖l率都與電位器的調(diào)節(jié)有關(guān)，因此很難達(dá)到要求，另一方面成本也比較高，故沒采用此方案。2.2.2 設(shè)計(jì)方案2-以IR2155推挽式升壓逆變電路如圖2所示。 圖2

11、 以IR2155推挽式升壓逆變電路此方案與前面所設(shè)計(jì)方案原理相同，不同的是此方案以IR2155為驅(qū)動(dòng)芯片驅(qū)動(dòng)推挽式升壓逆變電路，一方面IR2155本身集成了555，而且產(chǎn)生的PWM占空比正為50%，符合要求，易于調(diào)節(jié)，另一方面成本相對比較低，故采用此方案。3 總體設(shè)計(jì)3.1 工作原理 推挽式主電路 寬頻高頻升壓變壓器 IR2155驅(qū)動(dòng)電路 壓電陶瓷片高頻交流DC低壓通過方案的比較和設(shè)計(jì)思路的分析，確定了整個(gè)系統(tǒng)的具體構(gòu)成，對其組成部分根據(jù)相互關(guān)系進(jìn)行組合。系統(tǒng)的原理方框圖如圖3所示，主要由IR2155驅(qū)動(dòng)模塊、推挽式主電路模塊、高頻變壓器模塊組成。圖3 系統(tǒng)原理方框圖3.2 系統(tǒng)總圖系統(tǒng)具體的

12、模塊組成確定之后，根據(jù)所學(xué)的模擬電子技術(shù)、數(shù)字電子技術(shù)等知識，選定各個(gè)部分的電子器件構(gòu)成，然后按照系統(tǒng)原理圖把各部分合理的連接成一個(gè)整體。系統(tǒng)的總圖如圖4所示。圖4 系統(tǒng)總圖4 硬件設(shè)計(jì)本系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)主要由IR2155驅(qū)動(dòng)電路、推挽式主電路、高頻變壓器組成。4.1 IR2155驅(qū)動(dòng)電路4.1.1 IR2155驅(qū)動(dòng)電路的工作原理(1) 集成芯片構(gòu)成的驅(qū)動(dòng)電路分離元件搭建的驅(qū)動(dòng)電路穩(wěn)定性和電磁抗干擾性差，體積難減小。采用集成驅(qū)動(dòng)代替分離元件驅(qū)動(dòng)電路是很好的選擇。圖5為 IR2155集成驅(qū)動(dòng)的典型應(yīng)用，圖中VCC為1025V功率管門極驅(qū)動(dòng)電源，可用TTL或CMOS邏輯信號作為輸入，因此VCC可用一

13、個(gè)典型值為+15V的電源。圖5 IR2155集成驅(qū)動(dòng)典型應(yīng)用原理圖電容為自舉電容，當(dāng)上管關(guān)斷、下管開通時(shí)，VCC經(jīng)二極管、自舉電容、負(fù)載、下管給自舉充電，以確保下管關(guān)斷、上管開通時(shí)，上管的柵極靠自舉電容上足夠的儲(chǔ)能來驅(qū)動(dòng)，從而實(shí)現(xiàn)自舉式驅(qū)動(dòng)。若負(fù)載阻抗較大，自舉電容經(jīng)負(fù)載降壓充電較慢，使得當(dāng)下管關(guān)斷、上開通時(shí)自舉電容上的電壓仍不能充電至自舉電壓8.2以上時(shí)，輸出驅(qū)動(dòng)信號會(huì)因欠壓被片內(nèi)邏輯封鎖，上管就無法正常工作。每個(gè)周期上管開關(guān)一次，自舉電容就通過下管充電一次。自舉電容選擇不好，易導(dǎo)致芯片損壞或不能正常工作。因此，自舉電容的容量選擇應(yīng)考慮如下幾點(diǎn)：1) 自舉電容應(yīng)為高穩(wěn)定、低串聯(lián)電感、高頻率特

14、性的優(yōu)質(zhì)電容，容量為0.11F2) 盡量使自舉上電回路不經(jīng)大阻抗負(fù)載，否則應(yīng)為自舉電容充電提供快速充電通路3) PWM開關(guān)頻率較高時(shí)，自舉電容應(yīng)選小。當(dāng)PWM工作頻率較低時(shí)，若占空比較高，則上管開通時(shí)間較長，下管開通時(shí)間較短，因此自舉電容應(yīng)選??；若占空比較低，上管導(dǎo)通脈寬較窄，則下管導(dǎo)通脈寬較寬，自舉電壓容易滿足。否則，在有限時(shí)間內(nèi)無法達(dá)到自舉電壓，從而造成欠壓保護(hù)電路工作。因此，自舉電容的選擇應(yīng)綜合考慮PWM變化的各種情況，最好在調(diào)試時(shí)監(jiān)測HO、Vs腳的波形。4.1.2 IR2155驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生PWM計(jì)算由公式：當(dāng)CT=0.01F時(shí)，經(jīng)計(jì)算可選擇電位器05K即可產(chǎn)生20K30K頻率的高頻超聲

15、波。當(dāng)電位器調(diào)至R=0K時(shí)，=476K當(dāng)電位器調(diào)至R=2.38K時(shí),=30K當(dāng)電位器調(diào)至R=3.42K時(shí),=20K當(dāng)電位器調(diào)至R=5K時(shí),=13.9K(3) IR2155產(chǎn)生波形如圖6所示。圖6 IR2155輸出波形(4) IR2155內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖7所示。圖7 IR2155內(nèi)部結(jié)構(gòu)(5) IR2155引腳結(jié)構(gòu)和實(shí)物芯片如圖8所示。 圖8 IR2155引腳結(jié)構(gòu)和實(shí)物芯片本文中的DC-AC驅(qū)動(dòng)電路采用IR2155集成芯片構(gòu)成驅(qū)動(dòng)電路。IR2155為高壓高速大功率 MOSFET及IGBT集成驅(qū)動(dòng)器，它擁有獨(dú)立的高、低參考電平輸出通道，驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)邏輯十分簡單。IR2155具有的特點(diǎn)如下：1) 浮置通道具

16、有自舉電路，工作電壓可達(dá)600V，抗dv/dt干擾；2) 驅(qū)動(dòng)電壓為1020V；3) 低壓自鎖功能；4) 5V施密特觸發(fā)邏輯；5) 禁止直通邏輯(一個(gè)橋的上下臂不能直通)；6) 兩個(gè)傳輸通道延時(shí)相同；7) 內(nèi)部設(shè)有死區(qū)。4.2推挽式DC-AC主電路設(shè)計(jì)4.2.1 電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較1) 圖4.1為Buck變換器基本主電路，由1個(gè)開關(guān)管、電感、二極管，電容組成。電路結(jié)構(gòu)簡單，但是存在一些限制：輸入電壓一定要大于輸出電壓，輸出與輸出無隔離，只有一路輸出，輸入電路始終是斷續(xù)的，脈動(dòng)較大會(huì)引起EMI較大。開關(guān)管為高壓側(cè)開關(guān)，如采用N溝道，驅(qū)動(dòng)脈沖幅值比輸入電壓高10V左右，這會(huì)增加驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜程度和提高

17、成本；如選用P溝道MOSFET，P溝道的導(dǎo)通電阻很大，會(huì)增加損耗，且耐壓20V以上的P溝道MOSFET成本更高。因此Buck拓?fù)溥m用于降壓、無隔離輸出，對EMI要求不高的小功率電路。2) 圖4.2為 Boost基本主電路，這種拓?fù)渑cBuck拓?fù)渌柙愋秃蛿?shù)量相同。除了無隔離，1路輸出外，不同的特點(diǎn)有輸出電壓大于輸入電壓，占空比不能為1，輸入電流連續(xù)，流過二極管的電流斷續(xù)，此脈動(dòng)引起輸出電壓紋波增大，需要更大輸出電容。開關(guān)管是低壓側(cè)開關(guān)，可采用N溝道，驅(qū)動(dòng)電路簡單。 圖4.1 Buck拓?fù)?圖4.2 Boost拓?fù)?) 圖4.3為正激變換器拓?fù)洌涔ぷ髟硎情_關(guān)管導(dǎo)通時(shí)通過變壓器傳遞能量給負(fù)

18、載，關(guān)斷時(shí)變壓器通過復(fù)位線圈復(fù)位，由濾波電感、負(fù)載，續(xù)流二極管組成通路，此電路的主要特點(diǎn)是占空比、初級繞組匝數(shù)與復(fù)位線圈匝數(shù)之比W大小、開關(guān)管承受的反向電壓存在一定關(guān)系：W越大，占空比可以越大，但開關(guān)管承受的電壓也在提高，因此為了減小開關(guān)管承受的電壓，占空比受到限制。4) 圖4.4為反激變換器拓?fù)?，其與正激變換器不同，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)傳遞能量，導(dǎo)通時(shí)存儲(chǔ)能量，因此變壓器既是儲(chǔ)能元件，也是隔離元件。當(dāng)輸出功率較大，負(fù)載電流較大時(shí)，為了避免磁芯飽和，需要增加氣隙。同樣開關(guān)管承受的電壓與占空比大小有關(guān)，占空比受到一定限制，但反激變換器電路結(jié)構(gòu)簡單，無需磁芯復(fù)位線圈。圖4.3 正激變換器拓?fù)?圖4.4

19、反激變換器拓?fù)?) 推挽式拓?fù)渑c橋式拓?fù)涫怯汕懊婊就負(fù)溲葑兌鴣?。推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在開關(guān)數(shù)量上均為2個(gè)，全橋需要4個(gè)，推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的開關(guān)管承受電壓為2倍的Uin，半橋拓?fù)渲械拈_關(guān)管承受電壓0.5Uin，全橋?yàn)閁in；推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的變壓器初級繞組帶有抽頭，且兩個(gè)半繞組輪流工作， 而半橋和全橋無抽頭變壓器，設(shè)計(jì)簡單。因此對于相同的輸入電壓，全橋和推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出功率為半橋拓?fù)涞膬杀丁５@三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都存在固有的偏磁缺點(diǎn)，且橋式拓?fù)溥€存在高壓側(cè)開關(guān)，驅(qū)動(dòng)及檢測較為復(fù)雜。表1總結(jié)了開關(guān)電源主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)（徐德鴻，2005）。分析表2可知，Buck 、Boost、Buckboost、

20、正激，反激適用小功率輸出，Buck 、Boost，Buckboost適用低壓輸入輸出，推挽式與半橋式適用中功率，大功率首選全橋式，交流輸出在推挽式、半橋式，全橋式之間選擇。表1 開關(guān)電源主電路拓?fù)浔容^拓?fù)涔β史秶?WVin（dc）范圍/V輸入輸出隔離典型效率/相對成本Buck01000540701.0Boost0150540801.0Buck-boost0150540801.0正激式01505500781.4反激式01505500801.2推挽式1001000501000752.0半橋式100500501000752.2全橋式4002000501000732.54.2.2推挽變換器拓?fù)浞治鰣D4

21、.5 為推挽逆式變換器電路原理圖。該類型電路基本由2個(gè)開關(guān)管、一個(gè)帶中間抽頭的變壓器、LC濾波器組成。通過控制開關(guān)管VT1與VT2輪流導(dǎo)通，輸入直流變換為交流，再通過濾波器濾掉高次諧波成分。圖4.5（a）的變壓器初級次級均帶有抽頭，可以輸出兩路交流電，這適合多定子超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)。圖4.5中（b）次級只有一組繞組，輸出1路交流電。本文只針對單定子超聲電機(jī)，選用圖4.5（b）這種推挽逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖4.6為圖4.5中（b）推挽逆變換器工作波形。開關(guān)管V1與V2工作在小于180互補(bǔ)導(dǎo)通模式。圖4.5 推挽式逆變換器電路圖4.6 推挽式變換器工作波形當(dāng)V1導(dǎo)通時(shí)，電源電壓加在變壓器初級繞組W11

22、上，在W11繞組上感出與Ui相等的電動(dòng)勢，其“*”端為負(fù)極性。當(dāng)V2導(dǎo)通時(shí)，電源電壓加在變壓器初級繞組W12上，在W12繞組上感出與Ui相等的電動(dòng)勢，其“*”端為正極性。所以在變壓器次級繞組W2中的電動(dòng)勢是一個(gè)寬度為的方波交流電動(dòng)勢。其幅值為。在開關(guān)管V1、V2關(guān)斷時(shí)，電壓。e為W11或W12中的感應(yīng)電動(dòng)勢，由于W11與W12繞組匝數(shù)對稱，故。電路中存在兩開關(guān)管都截止時(shí)間， 是為防止兩開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通， 輸出失效。在變壓器次級端進(jìn)行橋式整流，其輸出電流Io為濾波電感電流的均值。輸出電壓為，現(xiàn)假設(shè)供電直流電壓為Ui，V1、V2導(dǎo)通時(shí)間為Ton，則占空比為改變D就可以改變輸出電壓大小，流過橋式整流的

23、每路橋臂電流。推挽式拓?fù)涫情_關(guān)管交替導(dǎo)通，且變壓器兩個(gè)半繞組交替工作，使變壓器磁芯磁化和去磁，由于磁路不可能絕對對稱，存在伏秒數(shù)不等引起變壓器磁芯單方向飽和，引起較大的磁化電流，致使開關(guān)管損壞。因此，這種電路結(jié)構(gòu)常采用電流控制方式。在推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，用到的兩只功率管均位于低壓側(cè)開關(guān)，因此無需要超快速恢復(fù)二極管，自舉電容大小也無要求，將VB與VCC直接連接，VSS與COM端接到地端，并分別在VB和VCC與地端并上高頻特性好的陶瓷退耦電容。驅(qū)動(dòng)電路原理圖如4.5所示。5 變壓器模塊分析與設(shè)計(jì)5.1磁性材料和磁芯結(jié)構(gòu)1) 磁芯材料類型(1) 硅鋼系列鐵芯：具有最高的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度值為20000Gs，

24、較好的磁電性能，又易于大批生產(chǎn)，價(jià)格便宜，機(jī)械應(yīng)力影響小等優(yōu)點(diǎn)。但電阻率不是很高，中國照明網(wǎng)技術(shù)論文電器附件渦流損耗與磁性材料電阻率成反比，用于高頻時(shí)，損耗很大。因此，常用于中低頻場合。(2) 鐵氧體磁芯：它有高的磁導(dǎo)率、低的矯頑力、高的電阻率、BS較低，溫度穩(wěn)定性較差等特點(diǎn)。(3) 非晶態(tài)及超微晶合金鐵芯：非晶態(tài)合金是一種無晶粒、無晶界的無序合金，其磁性、耐蝕性、硬度，高電阻率等均比晶態(tài)合金好；超微晶合金具有高Bs、磁損耗低，溫度穩(wěn)定性好等特性。(4) 粉芯類磁芯：磁粉芯是由鐵磁性粉粒與絕緣介質(zhì)混合壓制而成的一種軟磁材料。由于鐵磁性顆粒很小，又被非磁性電絕緣膜物質(zhì)隔開，一方面可以隔絕渦流，材

25、料適用于較高頻率；另一方面由于顆粒之間的間隙效應(yīng)，導(dǎo)致材料具有低導(dǎo)磁率及恒導(dǎo)磁特性；又由于顆粒尺寸小，基本上不發(fā)生集膚現(xiàn)象，磁導(dǎo)率隨頻率的變化也就較為穩(wěn)定。2) 磁芯的主要形狀及特點(diǎn)不同的磁芯的形狀應(yīng)用的場合不同，選擇磁芯通常受到EMI、散熱條件，變壓器性能指標(biāo)等因素影響。圖5.1為常用的磁芯形狀（胡同，2007）。圖5.1 常用部分磁芯形狀(1) 罐型和PQ型優(yōu)點(diǎn)： 較小的窗口面積，較好的磁屏蔽減少了EMI的傳播， PQ型具有最佳的體積與輻射表面和線圈窗口面積之比。在給定輸出功率下具有最小的溫升，并體積最小。缺點(diǎn)：缺點(diǎn)是引出線缺口小，大電流時(shí)出線困難；也不適宜多路輸出。也不宜高壓應(yīng)用，因?yàn)槌?/p>

26、線的安全絕緣處理困難；大功率應(yīng)用散熱困難，只用于125W以下低功率場合。(2) EE，EC，ETD，LP磁芯優(yōu)點(diǎn)：相對于外形尺寸來說有較大的窗口面積，同時(shí)窗口寬而高度低的結(jié)構(gòu)，漏磁及線圈層數(shù)少，高頻交流電阻小。開放式的窗口沒有出線問題，線圈與外界空氣接觸面大，有利于空氣流通，散熱方便，可處理大功率。缺點(diǎn)：電磁干擾較大(3) RM和PM磁芯特點(diǎn)：比罐型更大的出線窗口和好的散熱條件，因而可傳輸更大的功率。因磁芯沒有全部包圍線圈，磁場干擾介于罐型和EE型之間。(4)環(huán)形磁芯優(yōu)點(diǎn)：環(huán)形磁芯固有的圓形磁路，應(yīng)將線圈均勻繞在整個(gè)磁芯上。這樣的線圈寬度本質(zhì)上就圍繞整個(gè)磁芯，使得漏感最低和線圈層數(shù)最少。因?yàn)闆]

27、有線圈端部，沒有爬電距離的要求（但有引出線問題），雜散磁通和EMI擴(kuò)散都很低。缺點(diǎn)：環(huán)形的最大問題是繞線困難，1匝次級如何均勻分布在整個(gè)磁芯上；自動(dòng)繞線機(jī)事實(shí)上是不可能的。因此，環(huán)形磁芯很少用于開關(guān)電源變壓器。(5) UU型和UI型：特點(diǎn)：UU型和UI型主要用在高壓和大功率水平。很少用在1kW以下。它們比EE型更大的窗口，可以用更粗的導(dǎo)線和更多的匝數(shù)。但磁路長度大，比EE型更大的漏感。(6) LP、EFD和EPC型特點(diǎn)：該類磁芯主要為平面變壓器設(shè)計(jì)的，中柱長，漏感最小。但是因?yàn)轶w積小，磁通密度和磁場強(qiáng)度變化處處都是重要的區(qū)域，計(jì)算相當(dāng)困難。5.2 磁芯重要參數(shù)1) 磁芯居里溫度如果磁心的居里溫

28、度偏低，磁芯工作時(shí)自身溫度接近居里溫度，導(dǎo)致初始磁導(dǎo)率i、飽和磁通密度BS下降。超過居里溫度，變壓器磁芯對外不顯示磁性，與外界磁化磁場大小無關(guān)。2) 磁芯磁導(dǎo)率圖5.2為磁導(dǎo)率曲線，曲線表明在磁芯進(jìn)入飽和階段時(shí)，磁導(dǎo)率接近零，而在線性階段時(shí)，磁導(dǎo)率達(dá)到最大。圖5.2 在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)，需要考慮居里溫度對磁導(dǎo)率的影響，居里溫度影響磁導(dǎo)率，居里溫度越高，磁導(dǎo)率越低。對磁芯組件初始磁導(dǎo)率的選取，在滿足居里溫度TC的要求，磁導(dǎo)率盡可能要高些，可以減小繞組圈數(shù)，從而減小漏感和分布電容，有利于改善驅(qū)動(dòng)信號波形。3) 磁性材料電阻率當(dāng)工作頻率一定時(shí)，磁芯材料的渦流損耗與電阻率成比反。為降低磁芯組件的損耗，宜選

29、用電阻率高一些的磁芯。4) 飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度Bs和剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度Br飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度Bs影響了變壓器傳送功率大小，圖5.2可以表明較高的Bs可以通過更大的電流而不出現(xiàn)此飽和問題。Br對磁芯損耗有很大影響。5.3 變壓器損耗分析1) 磁芯損耗變壓器磁芯損耗Pm由磁滯損耗（Ph），渦流損耗（Pe）和剩余損耗（Pr）組成。不同頻率階段，三種損耗占磁性損耗Pm的比重不同。因此也給寬頻變壓器設(shè)計(jì)帶來了困難，寬頻變壓器運(yùn)行效率提高也存在難度。(1) 磁滯損耗（Ph）大量研究表明：磁滯損耗正比于直流磁滯回線的面積，并與頻率成線性關(guān)系，通常經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)公式（1.1）： （1.1）其中：Bm磁感應(yīng)強(qiáng)度最大值；a指數(shù)，對

30、于鐵氧體材料，其值為1.92；f工作頻率；V磁芯體積；kh磁滯系數(shù)，取決于所用材料和單位。(2) 渦流損耗（Pe）渦流損耗由磁芯中交變磁通在包圍它的任意閉合路徑中產(chǎn)生感應(yīng)電勢，此感應(yīng)電勢不僅在線圈中存在，而且在磁芯中也存在，磁芯中感應(yīng)電勢又產(chǎn)生感應(yīng)電流，其路徑像漩渦一樣，所以稱為渦流，且它在垂直于磁通方向的平面內(nèi)流動(dòng)，此電流在磁芯中將引起損耗。通常經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)公式（1.2）： （1.2） 其中：Ce取決于磁芯材料、形狀、尺寸和單位；f工作頻率；Bm磁芯中磁感應(yīng)強(qiáng)度最大值；磁芯電阻率。(3) 剩余損耗（Pr）剩余損耗起源于共振現(xiàn)象和磁后效應(yīng)，主要是疇壁共振和自然共振。由于這些共振現(xiàn)象，在高頻下剩余損

31、耗變?yōu)椴豢珊鲆暤闹匾獡p耗分量，在高溫時(shí)Pr值增大顯著。2) 繞組損耗(1) 集膚效應(yīng)集膚效應(yīng)是由繞組的自感產(chǎn)生的渦流引起，電流只能通過導(dǎo)線外部的一部分流過，實(shí)質(zhì)是降低了導(dǎo)線有效導(dǎo)電面積，增大了電阻。1915年有學(xué)者推導(dǎo)出其厚度或環(huán)形面試與頻率的關(guān)系式。圖5.3為導(dǎo)線集膚效應(yīng)示意圖（劉鳳君，2008）。圖5.3 導(dǎo)線集膚效應(yīng)示意圖OA為導(dǎo)線軸心，“”、“”為電流I 產(chǎn)生的磁通方向。根據(jù)法拉第定律，交變磁場在包圍區(qū)域的導(dǎo)線內(nèi)產(chǎn)生感應(yīng)電壓，又根據(jù)楞次定律，該感應(yīng)電壓的感應(yīng)電流所產(chǎn)生的磁場與感應(yīng)出這個(gè)渦流的磁場方向相反，圖3.7中的與為渦流方向，在導(dǎo)線中心抵消了主電流，而在導(dǎo)線外表面增強(qiáng)。高頻情況下，

32、導(dǎo)線流過電流的面積減小，因此，交流電阻由導(dǎo)線的集膚深度決定。表達(dá)式（1.3）為導(dǎo)線滲透深度。 （1.3）其中：角頻率；電阻率；電流頻率；空氣磁導(dǎo)率式（1.4）為直流電阻Rdc與集膚效應(yīng)引起的交流電阻Rac之比。d為導(dǎo)線直徑，為集膚深度。導(dǎo)線直流電阻與導(dǎo)線面積成反比，增大導(dǎo)線面積可以減小直流損耗，提高效率。但從式（1.3）與（1.4）可知，當(dāng)電流頻率固定，當(dāng)功率很大需要的導(dǎo)線直徑很大，而集膚深度與導(dǎo)線半徑差距很大時(shí)，交流損耗會(huì)很大。因此，通常所需導(dǎo)線直徑要超過于集膚深度時(shí)，為了減小交流損耗，需要采用多股線并繞來取代同樣面積的單股導(dǎo)線。如需要直徑為d的導(dǎo)線，采用n股并聯(lián)，導(dǎo)線直徑為。單股線的表層面

33、積為，n股并聯(lián)后整個(gè)表面面積為，因此導(dǎo)電面積是并聯(lián)前倍，降低了交流損耗。 （1.4）(2) 鄰近效應(yīng)鄰近效應(yīng)是由繞組的互感產(chǎn)生的渦流引起，由于變壓器繞組為多層，互感產(chǎn)生的渦流使凈電流被限制在相鄰層接觸面的小部分上，增大了導(dǎo)線的交流電阻值，表面厚度仍然與頻率有關(guān)。Dixon研究表明渦流的大小會(huì)隨著層數(shù)的增加而按指數(shù)規(guī)律遞增，因此，鄰近效應(yīng)比集膚效應(yīng)更加嚴(yán)重，通常在設(shè)計(jì)繞組結(jié)構(gòu)時(shí)，初級繞組與次級繞組交錯(cuò)繞制，可以減小鄰近效應(yīng)的作用（劉鳳君，2008）。5.4 變壓器設(shè)計(jì)超聲波驅(qū)動(dòng)電源中的變壓器需要工作在16kHz100kHz的抽頭變壓器，結(jié)合前面分析，變壓器傳遞功率和變壓器損耗與工作頻率f，工作磁

34、感應(yīng)強(qiáng)度B等因素有很大關(guān)系。得出變壓器設(shè)計(jì)要求如下：(1) 電路形式：橋式整流；(2) 輸入：Uin=9V12V；輸出：；(3) 工作頻率fs：16kHz100kHz； (4) 變壓器效率：；(5) 最大溫升/：50； (6) 磁芯材料及形狀：鐵氧體（Mn-Zn），EI或EE形； (7) 工作磁通密度：Bs0.171T； (8) 每個(gè)初級半繞組的占空比最大a0.4，整個(gè)周期變壓器占空比為0.8；(9) 冷卻方式：自然通風(fēng)。1) 參數(shù)設(shè)計(jì)(1) 磁芯容量計(jì)算由變壓器基本原理可知： （1.5）其中：E1繞組自感電動(dòng)勢；Ea1繞組銅損壓降；Es1繞組漏感電動(dòng)勢忽略繞組與漏感引起的壓降情況下，輸入電壓

35、就等于初級繞組上的自感感應(yīng)電動(dòng)勢。 （1.6） 其中：波形系數(shù)；工作頻率；繞組匝數(shù)；工作磁通密度；磁芯有效截面積。根據(jù)變壓器繞制經(jīng)驗(yàn)，變壓器窗口并非完全占用，存在窗口占空系數(shù)。磁芯窗口的有效使用面積為，也等于初級繞組與次級繞組占據(jù)窗口面積之和，即 （1.7）其中：磁芯窗口面積；初級每匝繞組所占面積；次級繞組每匝繞組占據(jù)面積；每種導(dǎo)線都有限定的載流密度，其大小與導(dǎo)線材料和面積有關(guān)，則有 （1.8） （1.9）由式（1.6）式（1.9）可知： （1.10）由式（1.10）可知，磁芯所需要的容量實(shí)際為Pt：即 （1.11） （1.12）(2) 初次級繞組電壓幅值 忽略開關(guān)管壓降，則(3) 初次級繞組

36、電流峰值 (4) 初次級有效值電流 1.01193A 071548A(5) 磁芯工作磁通密度選擇 變壓器能夠傳送的功率如表達(dá)式（1.13） （1.13）由式（1.13）可知，變壓器傳送的功率與變壓器工作頻率、工作最大磁通密度、磁芯截面積，繞組匝數(shù)都有關(guān)系。當(dāng)一定時(shí)，工作頻率越高，其他量均可以適當(dāng)減小，如繞組匝數(shù)、磁芯截面積減少均可以減小變壓器體積，或者工作最大磁通密度可以減小，保證了變壓器不會(huì)進(jìn)入飽和狀態(tài)。而工作頻率降低時(shí)，其他量需要增加來保證一定的功率輸出。其次，變壓器損耗中的磁芯損耗如表達(dá)式（1.14） （1.14）其磁芯損耗與上述幾個(gè)參量也存在一定關(guān)系，尤其是與、存在關(guān)系最大，m、n大于

37、1。因此本課題設(shè)計(jì)變壓器既要保證在整個(gè)頻率范圍沒安全工作，也要保證變壓器體積盡量小，效率高。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)值及磁性材料性能0.3T。(6) 磁芯結(jié)構(gòu)系數(shù)磁芯結(jié)構(gòu)系數(shù) （1.15）其中：f工作頻率； q單位散熱表面功耗 ；a最大占空比；z繞組銅耗因子；當(dāng)選用導(dǎo)線直徑小于兩倍穿透深度，則 （1.16）其中：T環(huán)境溫度 ；T變壓器溫升；q，z取值見附錄A， z=2.30；q=0.07；根據(jù)式（1.15）可得根據(jù)磁芯參數(shù)表附錄B：EI28：Yc=1102，638*10-5 cm5 實(shí)際取值常稍大于計(jì)算值，故EI28滿足要求，其詳細(xì)參數(shù)如下：等效截面積Ae=0.86cm2 ，散熱表面積：St26.9cm2 ；

38、占空系數(shù)Km0.21；平均匝長：L=4.91cm (7) 繞組匝數(shù) 根據(jù)式（1.6），初級半繞組匝數(shù)： （1.17）根據(jù)舍入原則，取Np=7匝次級繞組匝數(shù)：Ns=（Up2/Up1）*Np=13.5998取Ns=14匝(8) 導(dǎo)線規(guī)格 總損耗為：銅損按總損耗的一半計(jì)算，則： （1.18） （1.19）由式（1.18），式（1.19）可知：初級線徑：次級線徑：前面小節(jié)已經(jīng)分析過高頻工作下存在集膚效應(yīng)，導(dǎo)致交流損耗增大。為了減小交流損耗，對繞組線徑有一定原則，即繞組直徑不得大于兩倍穿透深度。由附錄C可知，工作頻率50kHz時(shí)穿透深度為0.2955mm，所以根據(jù)此原則，以及理論計(jì)算出的線徑，實(shí)際選用的

39、導(dǎo)線規(guī)格如下：初級繞組：由于初級繞組線徑大于2倍穿透深度，所以采用4股并繞，其最終導(dǎo)線規(guī)格為： ， 最大外徑 次級繞組： ，最大外徑 (9) 繞組排列為了減小漏感，使初次級繞組緊密耦合，采用初次級間繞排列方式，其結(jié)構(gòu)圖如圖5.4所示。圖5.4 繞組排列圖經(jīng)過參數(shù)調(diào)整，圖5.5為自制變壓器。圖5.5 自制變壓器6 功率模塊設(shè)計(jì)6.1主功率開關(guān)管選型功率開關(guān)管是開關(guān)電源的核心元件之一，開關(guān)管的選擇關(guān)系到開關(guān)電源轉(zhuǎn)換效率，開關(guān)電源工作穩(wěn)定性、可靠性以及整個(gè)開關(guān)電源的造價(jià)等諸多問題。因此，功率開關(guān)管選擇是優(yōu)化開關(guān)電源設(shè)計(jì)重要環(huán)節(jié)。功率開關(guān)管選擇涉及到兩方面的工作：1）功率開關(guān)管類型選擇；2）功率開關(guān)管

40、參數(shù)選擇。目前從市場容易得到的功率器件有雙極型功率管，GTO，GTR， MOSFET和IGBT。其性能見表3.1 。1) 驅(qū)動(dòng)方式：BJT、GTO、GTR ，3種功率管為電流驅(qū)動(dòng)方式，為了維持功率管的導(dǎo)通狀態(tài)， 通常需要較大的驅(qū)動(dòng)電流，如BJT基極電流大約為1/5的集電極電流。同時(shí)BJT在關(guān)斷時(shí)存在少數(shù)載流子的存儲(chǔ)效應(yīng)，為了獲得快的關(guān)斷速度，需要較高的反向基極電流。這些限制使得功率管驅(qū)動(dòng)電路變得復(fù)雜和提高了成本。而MOSFET、IGBT屬于電壓控制型，在靜態(tài)時(shí)幾乎不需要驅(qū)動(dòng)輸入電流，只有在動(dòng)態(tài)過程中，要對輸入電容充電，需要一定驅(qū)動(dòng)功率。因此，MOSFET、IGBT驅(qū)動(dòng)電路簡單，功耗低，成本低

41、。表3.1 常見功率器件性能器件參數(shù)GTOGTRMOSFETIGBTSITSITHMCT額定耐壓max/V9000140010004500150045004500額定電流max/A9000800700250020022004000浪涌電流10Im3 Im5 Im5 Im5 Im10 Im驅(qū)動(dòng)方式電流電流電壓電壓電壓電壓電壓驅(qū)動(dòng)功率耗中高低低低中低關(guān)斷時(shí)間/ms幾十100310133極限開關(guān)頻率10k50k20M150k100M100k50k使用難易難較難很容易中容易容易容易2) 性能方面：功率MOSFET是一種高輸入阻抗，沒有二次擊穿失效機(jī)理，只有多數(shù)載流子參與工作，無載流子碰撞噪音，關(guān)斷時(shí)無

42、收尾現(xiàn)象，工作頻率達(dá)到MHz等級；具有正的電阻溫度系數(shù)，非常適合并聯(lián)應(yīng)用。根據(jù)基本參數(shù)電壓、電流，開關(guān)頻率選擇適合的功率管，結(jié)果見表3.2。表3.2 功率管類型篩選表功率管類型最高工作電流最高工作電壓高工作頻率GTO9000A/9000V/10k/ XGTR800A/1400V/50k /XMOSFET700A/1000V/20M/IGBT2500/4500/150k/注釋：“”表示滿足，“X”表示不滿足3) 成本與體積：在高壓情況下，MOSFET的RDS(ON)比相應(yīng)等級的IGBT大，降低MOSFET的RDS(ON)是高壓功率MOSFET發(fā)展中很難解決的問題，降低RDS(ON)的主要辦法是增

43、加芯片面積。面積增加，速度下降，生產(chǎn)合格率降低，而成本大幅度提高。在相同等級下，IGBT芯片面積不足MOSFET芯片面積的1/2，而且開關(guān)速度近似，同時(shí)成本降低一半。所以用IGBT代替MOSFET可在性能不變的情況下，大幅度降低成本。但在低壓情況下，MOSFET較IGBT具有導(dǎo)通電阻更小，飽和壓降更低、成本低，開關(guān)速度更快等特點(diǎn)。因此，在低壓（500V）以下，低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇MOSFET。定額在500V以上，電流數(shù)十安培以上，一般選用IGBT。綜上所述，超聲波按摩器驅(qū)動(dòng)電源屬于低壓輸入、高頻中等功率輸出，最佳的功率開關(guān)管類型為MOSFET。6.2 MOSFE

44、T具體參數(shù)確定MOSFET參數(shù)選擇涉及到成本、MOSFET驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)，電路工作穩(wěn)定性、以及能量轉(zhuǎn)換效率等方面。1) MOSFET類型MOSFET作為開關(guān)管在電路中的典型位置有2種情況，如圖6.1所示。圖6.1（a）中的MOSFET位于高壓側(cè)，圖6.1（b）中的MOSFET位于低壓則。如果（a）圖中用N溝道MOSFET，在導(dǎo)通后，電流會(huì)在負(fù)載上產(chǎn)生一個(gè)壓降，抬高了MOSFET源極電位，降低了柵源極間電壓差，為了確保MOSFET正常穩(wěn)定工作， 通常需要額外的電路適當(dāng)提升驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓。這增加了驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜程度，而采用P溝道MOSFET，不存在上述問題。但P型MOSFET在承受電壓大于20V以上

45、比N型具有更高的成本，以及更大的導(dǎo)通電阻RDS。因此，低壓工作環(huán)境中，在低壓側(cè)采用N溝道MOSFET，在高壓側(cè)采用P溝道MOSFET；在高壓工作環(huán)境中，低壓側(cè)與高壓側(cè)均采用N型MOSFET。本文選用N型MOSFET作為主功率開關(guān)管。圖 6.1 MOSFET的典型應(yīng)用位置2) 額定電壓從理論角度出發(fā)，選用大的額定電壓，固然能保護(hù)MOSFET，但額定電壓的選擇并非越高越好，因?yàn)轭~定電壓越高，導(dǎo)通電阻Rds越大，為了降低Rds，需要增大MOSFET面積，從而增加了成本和體積。但選擇時(shí)的基本要求是保證MOSFET不被擊穿，其額定電壓應(yīng)當(dāng)大于干線電壓或總線電壓，這樣才能提供足夠的保護(hù)。超聲波按摩器驅(qū)動(dòng)電

46、源直流變換主電路拓?fù)洳捎玫耐仆旖Y(jié)構(gòu)，如圖6.1(b)MOSFET位于低壓側(cè)，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，需要承受輸入電壓與變壓器初級半繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢之和，以及變壓器漏感在關(guān)斷瞬間形成的峰值電壓E1s，開關(guān)管流過的電流以斜率di/dt快速下降，產(chǎn)生以漏感底端為正，幅值為E1s=L1dI/dT的尖峰（L1為漏感）。 因此，MOSFET承受的最大反向電壓VDS2VinmaxE1s。考慮一定安全余量的情況下，假設(shè)漏感峰值為兩倍直流輸入的30%，MOSFET承受的最大電壓為Vms。 Vms=13*（2Vinmax）=13*（215）39V （1.21）3) 額定電流選擇MOSFET的額定電流。視電路結(jié)構(gòu)而定

47、，該額定電流應(yīng)是負(fù)載在所有情況下能夠承受的最大電流。與電壓的情況相似，設(shè)計(jì)人員必須確保所選的MOSFET能承受這個(gè)額定電流，即使在系統(tǒng)產(chǎn)生尖峰電流時(shí)。兩個(gè)考慮的電流情況是連續(xù)模式和脈沖尖峰。在連續(xù)導(dǎo)通模式下，MOSFET處于穩(wěn)態(tài)，此時(shí)電流連續(xù)通過器件。脈沖尖峰是指有大量電涌(或尖峰電流)流過器件。一旦確定了這些條件下的最大電流，只需直接選擇能承受這個(gè)最大電流的器件便可?？紤]到尖峰脈沖影響，及給予安全余量，功率開關(guān)管的最大電流為=。4) 其他參數(shù)選擇在滿足Vms及下，為了減小通態(tài)損耗，導(dǎo)通電阻盡可能??；減少驅(qū)動(dòng)電路損耗，柵極電荷量要小。同時(shí)選用的功率管輸入電容小，寄生電感小。根據(jù)上述參數(shù)逐一選擇

48、，可以得到合適的MOSFET型號，見表4。表4 選用的開關(guān)管參數(shù)電路結(jié)構(gòu)型號ID/AVDS/VP/WRd(on)/ Tj/直流變換電路（推挽）IRFZ48N50601400.0181756.3 MOSFET驅(qū)動(dòng)電路1) MOSFET驅(qū)動(dòng)電路分析超聲波按摩器驅(qū)動(dòng)電源選用N溝道MOSFET作為開關(guān)管。MOSFET是電壓型控制器件，盡管不需要靜態(tài)驅(qū)動(dòng)電流，但在高頻PWM控制時(shí)，要求有充電尖鋒電流和放電尖鋒電流。因此需要對他們的驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行特殊設(shè)計(jì)，確保MOSFET能夠快速正常導(dǎo)通、關(guān)斷，導(dǎo)通時(shí)通態(tài)電阻盡量小，保證MOSFET工作在安全區(qū)等。驅(qū)動(dòng)電路的性能指標(biāo)如下：(1) 驅(qū)動(dòng)電路輸出電壓幅值要足夠大

49、，可以保證MOSFET完全導(dǎo)通，降低通態(tài)電阻，減小損耗，間接也減小散熱面積。MOSFET柵源極間驅(qū)動(dòng)電壓要達(dá)到1115V。(2) 由于MOSFET柵極有一層薄的氧化硅絕緣體，因而使得MOSFET輸入阻抗極高，但為了防止柵源電壓值過高而擊穿，因此需要鉗位柵源極間電壓。理論上擊穿電壓通常約為50V，考慮元件參數(shù)分散性大，以及驅(qū)動(dòng)電壓在1115V范圍內(nèi)，因此通常采用反向電壓為20V的穩(wěn)壓二極管來限制電壓，起到過壓保護(hù)作用。(3) 根據(jù)實(shí)際電路，有時(shí)需要隔離，如驅(qū)動(dòng)電路浮地端與MOSFET管的源極電位不等時(shí)，隔離通常采用脈沖變壓器或者光耦驅(qū)動(dòng)器。(4) 為了保證MOSFET不誤導(dǎo)通，以及限制電流峰值，

50、需要限流設(shè)計(jì)。通常串接較小電阻消除峰值電流。(5) 為了保證MOSFET快速導(dǎo)通，以及快速關(guān)斷，設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路時(shí)盡量保證驅(qū)動(dòng)脈沖邊沿陡峭。2) 驅(qū)動(dòng)電路類型驅(qū)動(dòng)電路基本有隔離驅(qū)動(dòng)和非隔離驅(qū)動(dòng)，基本類型如下：(1) 不隔離的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路。圖6.2（a）為常用的小功率驅(qū)動(dòng)電路，簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關(guān)設(shè)備。圖6.2（b）所示驅(qū)動(dòng)電路開關(guān)速度很快，驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)，為防止兩個(gè)MOSFET管直通，通常串接一個(gè)0.51小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率開關(guān)設(shè)備。這兩種電路特點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單。圖6.2 常用的非隔離互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的

51、電壓超過其閥值電壓就會(huì)導(dǎo)通。由于MOSFET存在結(jié)電容，關(guān)斷時(shí)其漏源兩端電壓的突然上升將會(huì)通過結(jié)電容在柵源兩端產(chǎn)生干擾電壓。常用的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路的關(guān)斷回路阻抗小，關(guān)斷速度較快，但它不能提供負(fù)壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅(qū)動(dòng)電路的基礎(chǔ)上增加一級由V1、V2、R組成的電路，產(chǎn)生一個(gè)負(fù)壓，電路原理圖如圖6.3所示。當(dāng)V1導(dǎo)通時(shí)，V2關(guān)斷，兩個(gè)MOSFET中的上管的柵源極放電，下管的柵源極充電，即上管關(guān)斷，下管導(dǎo)通，則被驅(qū)動(dòng)的功率管關(guān)斷；反之V1關(guān)斷時(shí)，V2導(dǎo)通，上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷，使驅(qū)動(dòng)的管子導(dǎo)通。因?yàn)樯舷聝蓚€(gè)管子的柵 源極通過不同的回路充放電，包含有V2的回路，由于V2會(huì)不斷

52、退出飽和直至關(guān)斷，所以對于S1而言導(dǎo)通比關(guān)斷要慢，對于S2而言導(dǎo)通比關(guān)斷要快，所以兩管發(fā)熱程度也不完全一樣，S1比S2發(fā)熱嚴(yán)重。圖6.3 提供負(fù)壓的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路該驅(qū)動(dòng)電路的缺點(diǎn)是需要雙電源，且由于R的取值不能過大，否則會(huì)使V1深度飽和，影響關(guān)斷速度，所以R上會(huì)有一定的損耗。(2) 隔離的驅(qū)動(dòng)電路通常為了保護(hù)控制電路，或需要升壓，以及分離數(shù)模電路，驅(qū)動(dòng)電路需要隔離器件。在高頻工作環(huán)境中，常用高速光耦，變壓器實(shí)現(xiàn)隔離功能。如圖6.4 所示帶隔離變壓器的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路，V1、V2為互補(bǔ)工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁導(dǎo)率的磁環(huán)或磁罐。圖6.4 帶變壓器隔離的驅(qū)動(dòng)電路導(dǎo)通時(shí)隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關(guān)斷時(shí)為DUi，若主功率管S可靠導(dǎo)通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝數(shù)比N1/N2等于12/（1-D）Ui。為保證導(dǎo)通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：（1）電路結(jié)構(gòu)簡單