一種新穎的無(wú)源無(wú)損緩沖電路的分析與工程設(shè)計(jì)

1、一種新穎的無(wú)源無(wú)損緩沖電路的分析與工程設(shè)計(jì)摘要：詳細(xì)分析了一種新穎的具有較強(qiáng)工程實(shí)用價(jià)值的無(wú)源無(wú)損緩沖電路的工作 過(guò)程，并給出了其設(shè)計(jì)方法。一臺(tái)400V輸入dlOV/lOA輸出的帶有該電路的Buck 變換器驗(yàn)證了無(wú)源無(wú)損緩沖電路的分析和工程設(shè)計(jì)。關(guān)鍵詞：緩沖電路：無(wú)源；無(wú)損；諧掘1概述在各種形式的開(kāi)關(guān)變流器中，為了減小功率管的電流、電壓及熱應(yīng)力，降低 損耗，提高變流器效率，減小電磁干擾，提高開(kāi)關(guān)頻率和增加變流器功率密度, 廣泛采用了軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。作為軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的一種，無(wú)源無(wú)損緩沖電路通過(guò)在主電 路中附加電容、電感及二極管等無(wú)源元器件，使主開(kāi)關(guān)具有零電壓、零電流開(kāi)關(guān) 條件，并且山于能將緩沖電路上的

2、儲(chǔ)能全部傳遞給負(fù)載，從理論上講緩沖電路是 沒(méi)有損耗的，這也有利于提高變換器的效率。（內(nèi)容先生網(wǎng)收集整理）圖1中所示的是一種新穎的無(wú)源無(wú)損緩沖電路拓?fù)洌煞謩e應(yīng)用于Buck電 路和Boost電路，特別是在高開(kāi)關(guān)頻率和中大功率場(chǎng)合。該緩沖電路能使主開(kāi)關(guān)S在零電流開(kāi)通（ZCON）和零電壓關(guān)斷（ZVOFF）條件下工作，極大降低了開(kāi)關(guān) 管在這種同時(shí)處于高電壓和大電流換流條件下的電路中所承受的應(yīng)力，而且還能 有效地抑制主二極管D的反向恢復(fù)電流。這種緩沖電路拓?fù)湎鄬?duì)簡(jiǎn)單，使用的元 器件數(shù)U較少，具有較強(qiáng)的工程實(shí)用價(jià)值。2無(wú)源無(wú)損緩沖電路工作過(guò)程分析以Buck電路為例，圖2和圖3分別描繪了該無(wú)源無(wú)損緩沖電路各

3、階段的工作過(guò)程 與相應(yīng)波形。階段1 （to, tl）零電流開(kāi)通to時(shí)刻S導(dǎo)通，山于緩沖電感Lr的存在, 開(kāi)關(guān)管中的電流緩慢上升，S獲得了零電流開(kāi)通（ZCOX）條件。該階段中，輸入 電壓直接施加在Lr上，其電流線性下降，因此S中的電流線性上升。另一方面, 階段1也是D進(jìn)行反向恢復(fù)的過(guò)程。山于Lr的存在，極大抑制了 D的反向恢復(fù) 電流,并使反向恢復(fù)過(guò)程中的電壓尖峰大大削弱。在分析中不考慮反向恢復(fù)過(guò)程, tl時(shí)刻當(dāng)Lr中的電流下降到零時(shí)D截止，階段2開(kāi)始。階段2 (tb t2) Cr復(fù)位tl時(shí)刻Cr上電壓為Vin, Cs上電壓為0,通 過(guò)Lr的電流為0。在山S, Lg Cs, Ds2, Cr構(gòu)成的諧

4、摭回路中，Cr中的電荷將 通過(guò)Cs和Lr釋放掉，Cs上電壓開(kāi)始上升，D開(kāi)始承受反向壓降，其變化規(guī)律滿 足式(1),即vD=V invCr+vC s (1)t2時(shí)刻Cr上的電壓降為0,為S的零電壓關(guān)斷(ZVOFF)創(chuàng)造條件，這時(shí)通 過(guò)S的電流達(dá)到最大值，即同時(shí)Lr上的電流也達(dá)到反向最大值。階段3 (12, t3) Lr復(fù)位t2時(shí)刻當(dāng)Cr上的電壓降為0后，Dsl導(dǎo)通, 此時(shí)Lr上的電流最大。Lr和Cs通過(guò)Dsl及Ds2構(gòu)成諧振回路，存貯在Lr中的 能量通過(guò)諧振釋放到Cs中，Cs上的電壓繼續(xù)上升。山于Lr僅同Cs進(jìn)行諧振, 因此階段3的持續(xù)時(shí)間要長(zhǎng)于階段2。13時(shí)刻當(dāng)Lr中電流降為0. Dsl及Ds

5、2 截止，諧振過(guò)程結(jié)束。Cs上的電壓達(dá)到最大值，即在此階段中，D所承受反向電壓的變化規(guī)律為vD=Vin+vCs (4)階段4 (13. t4)緩沖電路停止工作，電路進(jìn)入正常的PWM開(kāi)通階段。與普 通硬開(kāi)關(guān)PBIBuck電路導(dǎo)通階段不同的是，山于在本階段開(kāi)始時(shí)D承受的反向電 壓達(dá)到峰值并大于輸入電壓Vin,這并不是一個(gè)穩(wěn)定的狀態(tài)，這部分多余的能量 將通過(guò)D的結(jié)電容與Lr經(jīng)Vin構(gòu)成諧振回路而釋放掉，vD振蕩下降，到t4時(shí) 刻穩(wěn)定在輸入電fk Vino階段5 (t4, t5) 零電壓關(guān)斷t4時(shí)刻Vgs=0,山于Cr的存在，S獲得 了零電壓關(guān)斷(ZVOFF)o S關(guān)斷后，電流I全部轉(zhuǎn)移到Cr中，其端

6、電圧迅速上 升。t5時(shí)刻當(dāng)其電壓上升到(VinvCs?peak)時(shí)，本階段結(jié)束，階段6開(kāi)始。階段6 (t5, t6) t5時(shí)刻Ds3導(dǎo)通，Cs開(kāi)始放電，通過(guò)Lr的電流逐漸增大。同時(shí)Cr繼續(xù)充電。為了在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中使S獲得零電流開(kāi)通條件，Cr的端 電壓必須在本階段中達(dá)到輸入電壓Vin,為此需要滿足式(5), BIJ若式(5)中的Mmin,則式(5)轉(zhuǎn)換為(Imax/Imin)kc (6)t6時(shí)刻當(dāng)vCr等于Vin時(shí)，Ds2導(dǎo)通，本階段結(jié)束，階段7開(kāi)始。階段7 (t6, t7)本階段中，Cs繼續(xù)放電，使通過(guò)Lr中的電流繼續(xù)增大。同樣，為了在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中使S獲得零電流開(kāi)通條件，通過(guò)Lr的電流

7、必須 在本階段中達(dá)到I,這需要滿足式(7), BIJt7時(shí)刻當(dāng)緩沖電感電流iLr達(dá)到I時(shí)，Dsl及Ds2截止，本階段結(jié)束。階段8 (t7, t8)本階段中，通過(guò)Lr的電流iLr恒為I, Cs繼續(xù)放電，其 端電壓線性下降。t8時(shí)刻當(dāng)vCs降為0時(shí)，Ds3截止，D導(dǎo)通，本階段結(jié)束。階段9 (18. to)緩沖電路停止工作，電路進(jìn)入正常的PWM關(guān)斷階段，直到S下一次開(kāi)通。設(shè)3r=, Zr=,則S導(dǎo)通過(guò)程中緩沖電路工作時(shí)間ton=t3-t0,即3無(wú)源無(wú)損緩沖電路參數(shù)設(shè)計(jì)緩沖電路的參數(shù)設(shè)計(jì)思路及過(guò)程如下。當(dāng)S在硬開(kāi)關(guān)條件下開(kāi)通時(shí)，山于D的反向恢復(fù)過(guò)程造成較大的電流和電壓 過(guò)沖，使得S的損耗大大增加。加入

8、緩沖電路后，因Lr的存在使得通過(guò)S的電 流在開(kāi)通時(shí)緩慢上升，另一方面，開(kāi)通過(guò)程中其漏源電圧也不再被嵌在Vin,從 而能降低損耗。假設(shè)S漏源電壓在時(shí)間ton內(nèi)線性下降到0,則開(kāi)通損耗可以用 式(10)表示，即S關(guān)斷時(shí)，對(duì)于M0SFET而言，山于Cr的存在使相當(dāng)一部分電流從緩沖電容Cr中流過(guò)，即is=ICr (dvds/dt) (11)有效降低了關(guān)斷損耗。山米勒效應(yīng)可知dvds/dt=ig/Cdg (12)式中：ig= (Vt+1/gfs) /Rg；Cdg為米勒電容;Vt為MOSFET開(kāi)啟閾值電壓;gfs為跨導(dǎo);Rg為柵極驅(qū)動(dòng)電阻。因此，M0SFET關(guān)斷損耗可以用式(13)佔(zhàn)算，即Woff=(IC

9、dg/ig-Cr)Vin/2-Wcd (13)式中：CrICdg/ig-2Wcd/Vin,否則 Woff=0；Wed是漏源寄生電容中存儲(chǔ)的能量。忽略漏源寄生電容中存儲(chǔ)的能量Wed,加入該無(wú)源無(wú)損緩沖電路后主開(kāi)關(guān)MOS管的損耗即可按式（14）佔(zhàn)算，BIJ因此，從減小MOSFET開(kāi)關(guān)損耗的角度考慮，緩沖電容Cr可以取得最優(yōu)值,Cropt= (ICdg/ig) = (IRgCdg/Vdrive) (15)式中：Vdrive為驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)高電平值。據(jù)式（14）,緩沖電感Lr增大，HOS管的開(kāi)關(guān)損耗變小；另一方面，山武（8） 和式（9）可知，在其它條件不變的悄況下，Lr越大，緩沖電路在MOS管

10、開(kāi)通和 關(guān)斷過(guò)程中工作的時(shí)間ton與toff就越長(zhǎng)，為保證電路正常工作，須滿足tonWDminTs, toffW (1 Dmax)Ts (16)因此，緩沖電感Lr的取值應(yīng)在保證適當(dāng)?shù)膖on及toff的條件下盡可能的大, 以降低S損耗。戎（8）中當(dāng)I=Iinax時(shí)ton最大，式（9）中當(dāng)I=Imin時(shí)toff 最大，即為緩沖電路丄作時(shí)間的最差情況，在該條件下將式（8）及式（9）代入 式（16）,可求得諧振角頻率3r的最大值，記為3訶。于是，可知緩沖電感Lr 的最優(yōu)值Lropt為L(zhǎng)ropt=l/wrmCropt(17)式中：35為wr的最大值;Cropt為Cr的最優(yōu)值。綜上所述，該無(wú)源無(wú)損緩沖電路

11、的參數(shù)可以按照下面的步驟進(jìn)行設(shè)計(jì)。1）設(shè)Zr=.武（7）得以滿足，這是為了在階段7中使Lr中的電流能恢復(fù) 到I,以保證S在下一次開(kāi)通過(guò)程中獲得零電流開(kāi)通條件。2）可取x=Cr/Cs=0. 05, x的取值須滿足式（6）, xkc=4. 5,同樣是為了保證S的ZC0N條件。較小的X值使得該條件更容易滿足。殲一方面，山式（3）及式（4）可知，較小的X值還有利于降低D的電壓應(yīng)力。3）按照前述的方法求出滿足tonWDminTs, toffW （1Dmax）Ts條件的最大 的 31* 值 OriHo4）按照式（18）、式（19）和式（20）計(jì)算經(jīng)過(guò)優(yōu)化后的Cs和Lr參數(shù),Cropt=IRgCdg/Vdr

12、ive (18)Lropt=l/wrinCropt (19)Csopt=Cropt/0. 05 (20)4實(shí)驗(yàn)結(jié)果一個(gè)400V輸入，llOV/lOA輸出的帶有該無(wú)源無(wú)損緩沖電路的Buck變換器 驗(yàn)證了其工作原理和優(yōu)點(diǎn)。該變換器的規(guī)格和按照前述方法設(shè)計(jì)的緩沖電路的主要參數(shù)如下:輸入電壓Vin400V；輸出電壓VollOV；輸出電流IoO-lOA；開(kāi)關(guān)頻率fslOOkHz；滿載效率94%；主開(kāi)關(guān) SIRFPS37X50A；整流二極管 DDSEI30-06A；濾波電感L300 UH；輔助二極管 DslDS3HFA25TB60；諧振電容 Cr3. 3nF, Cs66nF；緩沖電感Lrl uHo圖4給出了樣機(jī)在lOOOW輸出時(shí)緩沖電感Lr上的電流波形，可以看出，與 圖3中分析的理論波形一致，S實(shí)現(xiàn)了 ZCONo所設(shè)計(jì)的緩沖電路的狀態(tài)僅在S 換流過(guò)程中發(fā)生改變，其持續(xù)時(shí)間并不影響主電路正常的PWM L作模式。圖5 所示為S柵極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源電壓對(duì)比波形，山圖0中可以看出，在S關(guān)斷過(guò)程 中，首先柵極驅(qū)動(dòng)電壓下降到S的開(kāi)通閾值，在此過(guò)程中漏源電壓兒乎保持不變, 然后S關(guān)斷，此時(shí)漏源電圧迅速上升，從而實(shí)現(xiàn)了 ZYOFF。圖6中為D兩端的電 圧波形，山于Lr的存在抑制了