擴頻技術(shù)及其理論基礎(chǔ)PPT通用通用課件

1、第2章 擴頻技術(shù)及其理論基礎(chǔ) 2.1 擴頻技術(shù)的理論基礎(chǔ) 2.2 直接序列擴頻 2.3 跳頻 2.4 跳時 2.5 線性調(diào)頻 2.6 混合擴頻系統(tǒng) 2.7 各種擴頻方式的比較 思考與練習題 2.1 擴頻技術(shù)的理論基礎(chǔ) 2.1.1 Shannon公式 Shannon定理指出: 在高斯白噪聲干擾條件下, 通信系統(tǒng)的極限傳輸速率(或稱信道容量)為(2-1) 式中: B為信號帶寬; S為信號平均功率; N為噪聲功率。 若白噪聲的功率譜密度為n0, 噪聲功率Nn0B, 則信道容量C可表示為(2-2) 由上式可以看出, B、 n0、 S確定后, 信道容量C就確定了。 由Shannon第二定理知, 若信源的

2、信息速率R小于或等于信道容量C, 通過編碼, 信源的信息能以任意小的差錯概率通過信道傳輸。 為使信源產(chǎn)生的信息以盡可能高的信息速率通過信道, 提高信道容量是人們所期望的。 由Shannon公式可以看出: (1) 要增加系統(tǒng)的信息傳輸速率, 則要求增加信道容量。 (2) 信道容量C為常數(shù)時, 帶寬B與信噪比SN可以互換, 即可以通過增加帶寬B來降低系統(tǒng)對信噪比SN的要求; 也可以通過增加信號功率, 降低信號的帶寬, 這就為那些要求小的信號帶寬的系統(tǒng)或?qū)π盘柟β室髧栏竦南到y(tǒng)找到了一個減小帶寬或降低功率的有效途徑。 (3) 當B增加到一定程度后, 信道容量C不可能無限地增加。 令x=S/n0B,

3、對式(2-3)有 故 (2-5) 信道容量和帶寬關(guān)系S/n0S/n0BCt1.44(S/n0) 由上面的結(jié)論, 可以推導出信息速率R達到極限信息速率, 即RR maxC, 且?guī)?B時, 信道要求的最小信噪比Eb/n0的值。 Eb為碼元能量, 可得 由此可得信道要求的最小信噪比為 (2-6) 2.1.2 信號帶寬與信噪比的互換 由Shannon公式可知, 在一定的信道容量條件下, 可通過增加信號帶寬來減小發(fā)送信號功率, 也可通過增加發(fā)送信號功率來減小信號帶寬。 也就是說, 在信道容量不變的條件下, 信號功率和信號帶寬可以互換。 那么, 這兩者相對變化的速率如何呢？ 下面的例子會給出這個問題的結(jié)

4、論。 例 2-1 某一系統(tǒng)的信號帶寬為8 kHz, 信噪比為7, 求信道容量C。 在C不變的情況下, 信號帶寬分別增加一倍和減小一半, 求此信號功率的相對變化為多少？帶寬減小一半帶寬增加一倍功率減小為原來的一半功率增加為原來的4.5倍圖 2-1 信噪比與帶寬互換關(guān)系曲線 (a) S/NB曲線； (b) S/S0B曲線 1. 理想帶通系統(tǒng)的B與SN互換 能夠?qū)崿F(xiàn)極限信息速率傳輸且能達到任意小差錯概率的通信系統(tǒng)稱為理想帶通系統(tǒng)。 理想帶通系統(tǒng)是一個編碼系統(tǒng), 而編碼系統(tǒng)的帶寬與信噪比的互換要比非編碼系統(tǒng)的優(yōu)越, 因為編碼系統(tǒng)的帶寬可以比非編碼系統(tǒng)的帶寬寬得多。 圖2-2是理想帶通系統(tǒng)的原理框圖。

5、圖 2-2 理想帶通系統(tǒng)原理框圖 假定輸入信號速率為fm, 經(jīng)過編碼調(diào)制后的帶寬為B, 則到達解調(diào)器的信息速率為(2-7) 式中: Si為解調(diào)器輸入信號功率; Ni為解調(diào)器輸入噪聲功率。 解調(diào)器把帶寬為B的信號解調(diào)為速率為fm=fm的信息, 帶寬為BH。 解調(diào)器輸出的信息速率為(2-8) 式中: So為解調(diào)器輸出信號的功率; No為解調(diào)器輸出噪聲的功率。 由于解調(diào)前后信息速率不變, 則有Ri=Ro, 或 (2-9) 若 Si/Ni1和So/No1, 則有(2-10) 2. 非編碼系統(tǒng) 一般調(diào)制系統(tǒng)可分為編碼系統(tǒng)和非編碼系統(tǒng)兩大類。 所謂非編碼系統(tǒng)是指系統(tǒng)中消息空間的某一個符號, 可以變換為調(diào)制

6、信號空間的一個特定的符號。 調(diào)幅系統(tǒng)和調(diào)頻系統(tǒng)均屬于非編碼系統(tǒng)。 如在調(diào)幅系統(tǒng)中, 原始信號的每一個可能的值, 都可以變換為已調(diào)信號的一個確定的振幅值, 已調(diào)信號的包絡與原始信號成線性關(guān)系。 1) 調(diào)幅系統(tǒng)(AM系統(tǒng))AM信號的表達式為 s(t)=A+f(t) cos0t (2-11)式中: A為信號振幅; f(t)為調(diào)制信號, |f(t)|A。 到達接收機解調(diào)器的信號包括有用信號s(t)和噪聲n(t)。對調(diào)幅信號，一般采用大信號包絡檢波的方法，可得包絡檢波器輸出信噪比So/No的表達式為 由此可見，AM系統(tǒng)的輸出信噪比So/No與輸入信噪比Si/Ni成正比，而與信號帶寬無關(guān)。因此，不存在帶寬

7、與信噪比的互換關(guān)系。 2) 調(diào)頻系統(tǒng)(FM系統(tǒng))調(diào)頻信號的表達式為(2-13) 式中: A為信號振幅; f(t)為調(diào)制信號； kf為調(diào)制系數(shù)或調(diào)制靈敏度。 式中，mf=fm/ fm為調(diào)頻指數(shù)； fm為調(diào)頻信號的最大頻偏； fm為調(diào)制信號f(t)的最高頻率。 mf =B/BH若增加B，BH不變，則mf增加，即寬帶調(diào)頻，這樣So/No將隨mf的三次方增加，信噪比將大大改善，從而提高了系統(tǒng)的抗干擾性能。如當mf =3時，So/No108(Si/Ni)，現(xiàn)增加B為原來的二倍，則mf =6，有So/No756(Si/Ni)，So/No迅速提高，當然付出的代價是帶寬增加一倍。 2.1.3 擴頻通信系統(tǒng)的數(shù)

8、學模型 圖2-3為擴頻通信系統(tǒng)的數(shù)學模型。 擴頻系統(tǒng)可以認為是擴頻和解擴的變換對。 要傳輸?shù)男盘杝(t)經(jīng)過擴頻變換, 將頻帶較窄的信號s(t)擴展到一很寬的頻帶B上去, 發(fā)射的信號為Sss(t)。 圖 2-3 擴頻通信系統(tǒng)數(shù)學模型 2.1.4 擴頻系統(tǒng)的物理模型 圖 2-4 為擴頻系統(tǒng)的物理模型, 信源產(chǎn)生的信號經(jīng)過第一次調(diào)制信息調(diào)制(如信源編碼)成為一數(shù)字信號, 再進行第二次調(diào)制擴頻調(diào)制, 即用一擴頻碼將數(shù)字信號擴展到很寬的頻帶上, 然后進行第三次調(diào)制, 把經(jīng)擴頻調(diào)制的信號搬移到射頻上發(fā)送出去。圖 2-4 擴頻系統(tǒng)物理模型 (a) 發(fā)射； (b) 接收25雙極性不歸零矩形信號功率譜單極性不

9、歸零矩形信號功率譜雙極性歸零矩形信號功率譜單極性歸零矩形信號功率譜=Ts/22.2 直接序列擴頻 2.2.1 直接序列擴頻系統(tǒng)的組成 圖 2-5 為直擴系統(tǒng)的組成原理框圖。 由信源輸出的信號a(t)是碼元持續(xù)時間為Ta的信息流, 偽隨機碼產(chǎn)生器產(chǎn)生的偽隨機碼為c(t), 每一偽隨機碼碼元寬度或切普(chip)寬度為Tc。 圖 2-5 直擴系統(tǒng)組成框圖 (a) 發(fā)射; (b) 接收 2.2.2 直擴系統(tǒng)的信號分析 信號源產(chǎn)生的信號a(t)為信息流, 碼元速率Ra, 碼元寬度Ta, Ta1Ra,則a(t)為式中: an為信息碼, 以概率P取1和以概率1P取1, 即 以概率P以概率1-P 0tTa

10、0 其它 為門函數(shù)。 式中，cn為偽隨機碼碼元，取值+1或-1；gc(t)為門函數(shù)。擴頻過程實質(zhì)上是信息流a(t)與偽隨機序列c(t)的模2加或相乘的過程。偽隨機碼速率Rc比信息速率Ra大得多，一般Rc/Ra的比值為整數(shù)，且Rc/Ra1，所以擴展后的序列的速率仍為偽隨機碼速率Rc，擴展的序列d(t)為 用擴展后的序列去調(diào)制載波，將信號搬移到載頻上去。用于直擴系統(tǒng)的調(diào)制，原則上講，大多數(shù)數(shù)字調(diào)制方式均可，但應視具體情況，根據(jù)系統(tǒng)的性能要求來確定，用得較多的調(diào)制方式有BPSK、MSK、QPSK、TFM等。采用PSK調(diào)制，調(diào)制后得到的信號s(t)為 式中，0為載波頻率。 接收端得到包括以下幾部分的信

11、號：有用信號sI (t)、信道噪聲nI (t)、干擾信號JI (t)和其它網(wǎng)的擴頻信號sJ (t)等，即收到的信號(經(jīng)混頻后)為 接收端的偽隨機碼產(chǎn)生器產(chǎn)生的偽隨機序列與發(fā)送端產(chǎn)生的偽隨機序列相同，但起始時間或初始相位可能不同，為c(t)。解擴的過程與擴頻過程相同，用本地的偽隨機序列c(t)與接收到的信號相乘，相乘后為 若本地產(chǎn)生的偽隨機序列c(t)與發(fā)端產(chǎn)生的偽隨機序列c(t)同步，有c(t)=c(t)，則c(t)c(t)=1，這樣，信號分量sI (t)為 后面所接濾波器的頻帶正好能讓信號通過，因此可以進入解調(diào)器進行解調(diào)，將有用信號解調(diào)出來。 nI(t)分量一般為高斯帶限白噪聲，因而用c(t

12、)處理后，譜密度基本不變(略有降低)，但相對帶寬改變，因而噪聲功率降低。 JI(t)分量是人為干擾引起的。由于與偽隨機碼不相關(guān)，因此，相乘過程相當于頻譜擴展過程，將干擾信號功率分散到一個很寬的頻帶上，譜密度降低，相乘器后接的濾波器的頻帶只能讓有用信號通過，這樣，能夠進入到解調(diào)器輸入端的干擾功率只能是與信號頻帶相同的那一部分。解擴后干擾功率大大降低，提高了解調(diào)器輸入端的信干比，從而提高了系統(tǒng)抗干擾的能力。 不同網(wǎng)的信號sJ(t)，由于不同網(wǎng)所用的擴頻序列也不同，這樣對于不同網(wǎng)的擴頻信號而言，相當于再次擴展，從而降低了不同網(wǎng)信號的干擾。 圖 2-6 擴頻系統(tǒng)波形圖 圖 2-5 直擴系統(tǒng)組成框圖 (

13、a) 發(fā)射; (b) 接收 圖 2-7 擴頻系統(tǒng)頻譜示意圖 直擴信號的功率譜發(fā)送端發(fā)送的信號s(t)為 對s(t)求自相關(guān)函數(shù)，有 由于a(t)與c(t)是由兩個不同的信號源產(chǎn)生的，因而是相互獨立的，則有 式中，Ra()和Rc()分別為a(t)與c(t)的自相關(guān)函數(shù)；c(t)是長度為N的周期性偽隨機序列，故其自相關(guān)函數(shù)也是周期為N的周期性函數(shù)，為 其波形如圖所示。對Rc()進行傅里葉變換，得到c(t)的功率譜密度為 圖2-4 R c()波形圖 由此式可知，偽隨機序列的功率譜是以1=2/(NTc)為間隔的離散譜，其幅度Sa2(Tc/2)確定，如圖所示。由傅里葉變換的性質(zhì)可求出擴頻信號s(t)的譜

14、密度為 將式代入，并且考慮單邊譜，則 圖2-5擴頻信號功率譜(a) c(t)的功率譜，(b) s(t)的功率譜 如圖所示。由圖可見，N越大，G c()譜線越密，T c越小，功率譜的帶寬越寬，譜密度越低，c(t)越接近白噪聲。 2.1.3處理增益與干擾容限1.處理增益在擴頻系統(tǒng)中，傳輸信號在擴頻和解擴的處理過程中，擴頻系統(tǒng)的抗干擾性能得到提高，這種擴頻處理得到的好處，就稱之為擴頻系統(tǒng)的處理增益。其義為接收相關(guān)處理器輸出與輸入信噪比的比值，即輸出信噪比與輸入信噪比的比值，即 一般用分貝表示，為 設一個干擾信號與信號的頻率關(guān)系相同，干擾譜密度為A，功率為PJ，經(jīng)接收機c(t)擴展到f0-fcf0+f

15、c的頻帶上，帶寬B=2fc，干擾功率譜密度為A，降低為原來的1/N，如圖2-6所示。 對于直擴系統(tǒng)，解擴器的輸出信號功率不變，但對于干擾信號而言，由于解擴過程相當于干擾信號的擴展過程，干擾功率被分散到很寬的頻帶上，進入解調(diào)器輸入端的干擾功率相對解擴器輸入端下降很大，即干擾功率在解擴前后發(fā)生了變化。因此，對于直擴系統(tǒng)而言，其處理增益就是干擾功率減小的倍數(shù)。圖2-6干擾功率譜變化 (a)擴展前；(b)擴展后 擴展前后的干擾功率不變，即有 可得 進入信號頻帶(f0-fcf0+fc)內(nèi)的干擾功率為 則系統(tǒng)的處理增益為 一般情況下，發(fā)送信息的帶寬是不變的，要提高擴頻系統(tǒng)的抗干擾能力，就應提高擴頻系統(tǒng)的處

16、理增益，也就是要提高擴頻用的偽隨機碼的速率。當碼速率增加到一定程度后，會受到許多客觀因素的影響。例如，一直擴系統(tǒng)，信息碼元速率Ra為16kb/s，偽隨機碼速率Rc為50Mc/s，則帶寬為100MHz，系統(tǒng)的處理增益為 如果帶寬加大到200MHz，則偽隨機碼速率為100Mc/s，此時的系統(tǒng)處理增益為 目前采用的話音調(diào)制多采用16kb/s或32kb/s的增量調(diào)制，如果采用語音壓縮技術(shù)、線性預測編碼、矢量量化編碼等技術(shù)，可降低信息速率。如國外研制出的2.4kb/s的線性預測編碼(LPC)器，600b/s的矢量量化編碼器等，都會使系統(tǒng)的處理增益大大提高。在JTIDS（美國三軍聯(lián)合信息分發(fā)系統(tǒng)）中，采用

17、線性預測編碼，Ra2.4kb/s，有2.干擾容限所謂干擾容限，是指在保證系統(tǒng)正常工作的條件下，接收機能夠承受的干擾信號比有用信號高出的分貝數(shù)，用MJ表示，有 式中，Ls為系統(tǒng)內(nèi)部損耗；(S/N)o為系統(tǒng)正常工作時要求的最小輸出信噪比，即相關(guān)器的輸出信噪比或解調(diào)器的輸入信噪比；GP為系統(tǒng)的處理增益。干擾容限直接反映了擴頻系統(tǒng)接收機可能抵抗的極限干擾強度，即只有當干擾機的干擾功率超過干擾容限后，才能對擴頻系統(tǒng)形成干擾。因而，干擾容限往往比處理增益能更確切地反映系統(tǒng)的抗干擾能力。 2.2.4 軟擴頻 在一些系統(tǒng)中, 如 TDMA、 CDMA、 無線局域網(wǎng)等, 由于數(shù)據(jù)率很高, 其速率可達每秒數(shù)兆比特

18、甚至更高, 為了提高系統(tǒng)的抗干擾性能, 應采用擴頻技術(shù)。 若采用一般的擴頻技術(shù), 其偽隨機碼速率就很高, 射頻帶寬就非常寬, 在一些頻帶受限的情況下難以滿足系統(tǒng)的要求, 故多采用一種軟擴頻技術(shù)。 所謂的軟擴頻又稱為緩擴頻, 即進行頻譜的某種緩慢擴展變化。 與上面講的直擴技術(shù)有如下不同之處: 一般的直擴實現(xiàn)是將信息碼與偽隨機碼進行模2加來獲得擴展后的序列, 并且一般的擴頻偽隨機碼的切普速率Rc遠大于信息碼元速率Ra, RcRaN為整數(shù)。 而軟擴頻則不然, 軟擴頻一般采用編碼的方法來完成頻譜的擴展, 即用幾位信息碼元對應一條偽隨機碼, 擴展的倍數(shù)不大且不一定是整倍數(shù)。 圖2-11為軟擴頻的實現(xiàn)框圖

19、。 圖 2-11 軟擴頻實現(xiàn)框圖如美國的JTIDS為(32，5)，擴頻系數(shù)為6.4，它是由一條長為32chip的偽隨碼去對應位信息碼。一條長為32chip的偽隨機碼的32條位移序列，正好對應5位信息碼的32個狀態(tài)，即偽隨機碼的32條位移序列與5位信息碼的32個狀態(tài)一一對應。由此可見，軟擴頻就是實現(xiàn)(N，k)的編碼，用k位信息碼的狀態(tài)，去確定這k位信息碼的狀態(tài)對應的長為N的偽隨機碼，不同的狀態(tài)對應于不同的偽隨機碼，從而完成擴頻。 2.2.5 直擴系統(tǒng)的特點和用途 直擴系統(tǒng)的特點主要有以下幾個方面: (1) 具有較強的抗干擾能力。 (2) 具有很強的隱蔽性和抗偵察、 抗竊聽、 抗測向的能力。 (3

20、) 具有選址能力, 可實現(xiàn)碼分多址。 (4) 抗衰落, 特別是抗頻率選擇性能好。 (5) 抗多徑干擾。 (6) 可進行高分辨率的測向、 定位。 2.3 跳 頻 2.3.1 跳頻系統(tǒng)的組成 跳頻系統(tǒng)的組成如圖2-12所示。 用信源產(chǎn)生的信息流a(t)去調(diào)制頻率合成器產(chǎn)生的載頻, 得到射頻信號。 頻率合成器產(chǎn)生的載頻受偽隨機碼的控制, 按一定規(guī)律跳變。 跳頻系統(tǒng)的解調(diào)多采用非相干解調(diào), 因而調(diào)制方式多用 FSK、 ASK等可進行非相干解調(diào)的調(diào)制方式。 圖 2-12 跳頻系統(tǒng)組成框圖 2.3.2 跳頻系統(tǒng)的信號分析 設信源產(chǎn)生的信號a(t)為雙極性數(shù)字信號, 則(2-46)式中: an為信息碼, 取

21、值1或1。 0tTa 其它 (2-47) Ta為信息碼元寬度。 圖 2-13 跳頻系統(tǒng)頻譜圖(a) 頻率合成器頻譜圖; (b) 跳頻信號頻譜圖圖 2-14 跳頻圖案 2.3.3 跳頻系統(tǒng)的特點和用途 跳頻系統(tǒng)的主要特點如下: (1) 具有較強的抗干擾能力。 (2) 易于組網(wǎng), 實現(xiàn)碼分多址, 頻譜率利用高。 (3) 易兼容。 (4) 解決了“遠-近”問題。 (5) 采用快跳頻和糾錯編碼系統(tǒng)用的偽隨機碼速率比直擴系統(tǒng)的低得多, 同步要求比直擴系統(tǒng)的低, 因而時間短、 入網(wǎng)快。 2.4 跳 時 跳時系統(tǒng)是用偽隨機碼去控制信號發(fā)送時刻及發(fā)送時間的長短。 它和跳頻的差別在于一個控制的是頻率, 而另一個

22、控制的是時間。圖 2-15 跳時系統(tǒng)原理框圖在時間跳變中, 將一個信號分為若干個時隙, 由偽隨機碼控制在哪個時隙發(fā)送信碼。時隙選擇、持續(xù)時間的長短也是由偽隨機碼控制的。 因此, 信號是在開通的很短的時隙中, 以較高的峰值功率傳輸?shù)?。圖 2-16 跳時信號波形 跳時系統(tǒng)的處理增益為 (2-59) 跳時系統(tǒng)的處理增益等于一幀中所分的時隙數(shù)，或等于占空比的倒數(shù)。2.5 線 性 調(diào) 頻 線性調(diào)頻又稱為 Chirp系統(tǒng), 其發(fā)射脈沖信號的載頻在信息脈沖持續(xù)時間T內(nèi)作線性變化,其瞬時頻率隨時間線性變化, 如圖2-17所示。 載波頻率在脈沖起始與終了時刻的頻 差為 f=|f1-f2|=B (2-60)圖 2

23、-17 線性調(diào)頻信號波形 線性調(diào)頻信號的頻率在信息脈沖持續(xù)時間T內(nèi)隨時間線性變化 (t)=0+t (2-61) 式中0為載波頻率, 為一常數(shù), 所以線性調(diào)頻信號的瞬時相位(t)和線性調(diào)頻信號在信息脈沖持續(xù)時間T內(nèi)的表達式s(t)分別為(2-62)(2-63) 線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生方法, 可由一個鋸齒波信號控制壓控振蕩器(VCO)來實現(xiàn)。 振蕩頻率隨鋸齒波而變化, 因此脈沖信號的載頻從原來單一頻率展寬為 FB, 如圖2 - 18 所示。 圖 2-18 線性調(diào)頻信號產(chǎn)生方法 圖 2-19 線性調(diào)頻信號頻譜 線性調(diào)頻信號不需要用偽隨機碼控制，由于這種線性調(diào)頻信號占用的頻帶比信息帶寬大得多，體現(xiàn)了頻譜的

24、擴展，因而也有處理增益。其處理增益為信號帶寬與信息信號帶寬之比，即GP為 線性調(diào)頻技術(shù)主要用于雷達中, 短波通信中也有應用。 線性調(diào)頻系統(tǒng)的工作原理 如下: 發(fā)射端用一鋸齒波信號控制壓控振蕩器, 就可產(chǎn)生隨鋸齒波斜率變化的線性調(diào)頻信號, 如圖2-18所示。 線性調(diào)頻信號的接收解調(diào)器由匹配濾波器來完成。 匹配濾波器由色散延遲線( DDL)構(gòu)成, 這種延遲線對高頻成分延時長, 對低頻成分延時短。 因此, 頻率由高變低的載波信號通過匹配濾波器后, 各種頻率幾乎同時到達輸出端, 這些信號成分疊加在一起, 形成對脈沖時間的壓縮, 使輸出信號的幅度增加, 能量集中, 形成一相關(guān)峰, 如圖2-20所示, 通

25、過對相關(guān)峰的檢測, 就可把信號檢測出來。 圖 2-20 線性調(diào)頻信號的接收 由匹配濾波器理論知, 匹配濾波器的沖激響應h(t)與信號s(t)之間的關(guān)系為 h(t)=s(T-t) (2-69) 則匹配濾波器的沖激響應h(t)為(2-70) 圖 2-21 Sa(Tt/2)波形2.6 混合擴頻系統(tǒng) 2.6.1 FHDS系統(tǒng) 跳頻和直擴系統(tǒng)都具有很強的抗干擾能力, 是用得最多的兩種擴頻技術(shù)。 由前面的分析可知, 這兩種方式都有自己的獨到之處, 但也存在著各自的不足, 將兩者有機地結(jié)合起來, 可以大大改善系統(tǒng)性能, 提高抗干擾能力。 FHDS和FH、 DS一樣, 是用得最多的擴頻方式之一，其原理如圖2-

26、22所示。 圖 2-22 FHDS信號頻譜圖 需要發(fā)送的信號首先被偽隨機碼I擴頻, 然后去調(diào)制由偽隨機碼控制的頻率合成器產(chǎn)生的跳變頻率, 被放大后發(fā)送出去。 接收端首先進行解跳, 得到一固定中頻的直擴信號, 然后進行解擴, 送至解調(diào)器, 將傳送的信號恢復出來。 在這里用了兩個偽隨機碼, 一個用于直擴, 一個用于控制頻率合成器。 一般用于直擴的偽隨機碼的速率比用于跳頻的偽隨機碼的速率要高得多。 FHDS信號頻譜如圖2-23所示。 圖 2-23 FH/DS信號頻譜 采用FHDS混合擴頻技術(shù), 有利于提高系統(tǒng)的抗干擾性能。 干擾機要有效地干擾FHDS混合擴頻系統(tǒng), 需要同時滿足兩個條件: a.干擾頻率要跟上跳變頻率的變化; b.干擾電平必須超過直擴系統(tǒng)的干擾容限。 否則, 就不能對系統(tǒng)構(gòu)成威脅。這樣, 就加大了干擾機的干擾難度, 從而達到更有效地抗干擾的目的。 混合系統(tǒng)的處理增益為直擴和跳頻的處理增益的乘積, 即(2-77) 或 (2-78) 式中: B DS為直擴信號帶寬; BS為信號帶寬; N為跳頻的可用頻道數(shù)。 2.6.2 THDS系統(tǒng) 這種系統(tǒng)是時分復用加上直接序列擴頻, 可以增加多址通信的地址數(shù)。 由于直擴系統(tǒng)中收發(fā)兩端之間已有準確的時間同步(碼元同步), 即已經(jīng)有很好的定時, 足以保證時分復用正常工作, 這就為增加跳時技術(shù)帶來了方便。 因此在直擴中增加跳時功能時, 只需要加