交流調(diào)速技術(shù)與系統(tǒng)ppt課件完整版

1、 第一章 概 論 1.1 交流調(diào)速發(fā)展的概況與趨勢1.1.1 直流電機與交流電機的比較:由于換向器的存在，使直流電動機的維護工作量加大，單機容量、最高轉(zhuǎn)速以及使用環(huán)境都受到限制。人們轉(zhuǎn)向結(jié)構(gòu)簡單、運行可靠、便于維護、價格低廉的異步電動機，但異步電動機的調(diào)速性能難以滿足生產(chǎn)要求， 60年代以后，特別是70年代以來，電力電子技術(shù)和控制技術(shù)的飛速發(fā)展，使得交流調(diào)速性能可以與直流調(diào)速相媲美、相競爭，目前，交流調(diào)速已進入逐步替代直流調(diào)速的時代。1.1.2 電力電力子器件的發(fā)展電力電力子器件的發(fā)展為交流調(diào)速奠定了物質(zhì)基礎(chǔ)。50年代末出現(xiàn)了晶閘管，實現(xiàn)了變頻調(diào)速，70年代以后，功率晶體管（GTR）、門極關(guān)斷

2、晶閘管(GTO晶閘管)、功MOS場效應(yīng)晶體管(Power MOSFET)、絕緣柵雙極晶體管(IGBT)、MOS控制晶閘管(MCT) 等已先后問世，這些器件都是既能控制導(dǎo)通又能控制關(guān)斷的自關(guān)斷器件。80年代以后出現(xiàn)的功率集成電路(Power ICPIC)，集功率開關(guān)器件、驅(qū)動電路、保護電路、接口電路于一體，目前已應(yīng)用于交流調(diào)速的智能功率模塊(Intelligent Power ModuleIPM) 是功率器件的重要發(fā)展方向。1.1.3 變頻技術(shù)的發(fā)展以普通晶閘管構(gòu)成的方波形逆變器被全控型高頻率開關(guān)器件組成的脈寬調(diào)制(PWM)逆變器取代后，SPWM 逆變器及其專用芯片得到了普通應(yīng)用。 1.1.4

3、控制技術(shù)的發(fā)展70年代初提出的矢量控制理論解決了交流電動機的轉(zhuǎn)矩控制問題 。直接轉(zhuǎn)矩控制是80年代中期提出的又一轉(zhuǎn)矩控制方法，其思路是把電機與逆變器看作一個整體,采用空間電壓矢量分析方法在定子坐標系進行磁通、轉(zhuǎn)矩計算，通過磁通跟蹤型PWM逆變器的開關(guān)狀態(tài)直接控制轉(zhuǎn)矩。 1.1.5 交流調(diào)速系統(tǒng)的發(fā)展無速度傳感器控制系統(tǒng)的研究 。微處理機引入控制系統(tǒng)，促進了模擬控制系統(tǒng)向數(shù)字控制系統(tǒng)的轉(zhuǎn)化。 非線性解耦控制、人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)自適應(yīng)控制、模糊控制等各種新的控制策略正不斷涌現(xiàn) 。1.2 交流調(diào)速方法異步電動調(diào)速可以通過三條途徑進行：改變電源頻率、改變極對數(shù)以及改變轉(zhuǎn)差率。1.2.1.1變頻調(diào)速1. 變頻

4、調(diào)速的基本要求及機械性能. 保持磁通為額定值 恒定圖1-1 異步電動機的穩(wěn)態(tài)等效電路轉(zhuǎn)子電流電磁功率電磁轉(zhuǎn)矩 最大轉(zhuǎn)矩可見，保持 恒定進行變頻調(diào)速時，最大轉(zhuǎn)矩保持不變。 圖1-2 保持E1/f1恒定時，變頻調(diào)速時的機械特性U1/f1恒定保持E1/f1恒定只是一種理想的控制方法 ，可以近似地維持m恒定，從而實現(xiàn)近似的恒磁通調(diào)速，這可通過對定子相電壓和頻率進行協(xié)調(diào)控制來實現(xiàn)。轉(zhuǎn)子電流電磁轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)差率 最大轉(zhuǎn)矩可見，保持U1/f1恒定進行變頻調(diào)速時，最大轉(zhuǎn)矩將隨f1的降低而降低。 圖1-3 保持U1/f1恒定時，變頻調(diào)速時的機械特性（2）保持電壓為額定值 此時氣隙磁通 將隨著頻率f1的升高而反比例下降

5、，類似于直流電動機的弱磁升速?？梢?，保持電壓為額定值進行變頻調(diào)速時，最大轉(zhuǎn)矩將隨f1的升高而減少。當s很小時，有r2/sx1及r2/s(x1+ x2)， 帶負載后的轉(zhuǎn)速降為當保持電壓為額定值、且s變化范圍不大時，如果頻率f1增加，則轉(zhuǎn)矩T減少，而同步機械角速度1=2f1/pN將隨頻率增加而增加。這就是說，隨著頻率增加，轉(zhuǎn)矩減少，而轉(zhuǎn)速增加。根據(jù)pM=T1，可近視地看作恒功率調(diào)速。圖1-4 保持U1為額定電壓時，變頻調(diào)速時 1-5 異步電動機變頻調(diào)速時的機械特性圖 的控制特性2. 變頻電源 按結(jié)構(gòu)型式 ：交-直-交變頻器和交-交變頻器兩類 表1-1 交-直-交變頻器與交-交變頻器主要特點比較比較

6、項目交-直-交變頻器交-交變頻器換能方式兩次換能，效率略低一次換能，效率較高晶閘管換相方式強迫換相或負載換相電網(wǎng)電壓換相所用器件數(shù)量較少較多調(diào)頻范圍頻率調(diào)節(jié)范圍寬一般情況下，輸出最高頻率為電網(wǎng)頻率的1/31/2電網(wǎng)功率因數(shù)采用可控整流器調(diào)壓，低頻低壓時功率因數(shù)較低；采用斬波器或PWM方式調(diào)壓，功率因數(shù)高較低適用場所可用于各種電力拖動裝置，穩(wěn)頻穩(wěn)壓電源和不間斷電源適用于低速大功率拖動按電源性質(zhì)：可分為電壓型變頻器和電流型變頻器兩類。 表1-2 電壓型與電流型交-直-交變頻器主要特點比較比較項目電壓型變頻器電流型變頻器直流回路濾波環(huán)節(jié)電容器電抗器輸出電壓波形矩形波決定于負載,對于異步電動機負載近似

7、值為正弦波輸出電流波形決定于負載功率因數(shù)有較大的諧波分量矩形波輸出阻抗小大回饋制動需在電源側(cè)設(shè)置反并聯(lián)逆變器方便，主電路不需附加設(shè)備調(diào)速動態(tài)響應(yīng)較慢快對晶閘管的要求關(guān)斷時間要短，對耐壓要求一般較低耐壓高，對關(guān)斷時間無特殊要求適用范圍多電動機拖動，穩(wěn)頻穩(wěn)壓電源單電動機拖動，可逆拖動1.2.1.2變極調(diào)速1. 變極原理 改變繞組聯(lián)接方法，使流過線圈的電流相反，即可達到改變極對數(shù)的目的。將一相繞組分為兩半，當兩半繞組順接串聯(lián)時，在氣隙中形成4極磁場，如果把其中一半繞組的電流反向，即把兩半繞組反接串聯(lián)或反接并聯(lián)時，氣隙中就形成2極磁場，同步轉(zhuǎn)速將升高一倍。 2. 變極調(diào)速時的容許輸出與機械特性 圖1-

8、13 -變極調(diào)速時的機械特性 圖1-14 -變極調(diào)速時的機械特性1.2.1.3變轉(zhuǎn)差率調(diào)速1. 繞線轉(zhuǎn)子串電阻調(diào)速 串入調(diào)速電阻r1，轉(zhuǎn)子回路總電阻變?yōu)閞2+ r1，機械特性由固有特性1變?yōu)檎J為特2，機械特性變軟。若負載轉(zhuǎn)矩仍為額定值不變，則運行點由ab，轉(zhuǎn)差率從sNs1，轉(zhuǎn)速便由n1(1-sN)變?yōu)閚1(1-s1)。 圖1-15 繞線轉(zhuǎn)子串電阻時 的機械特性轉(zhuǎn)子串電阻屬于恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速。 2.定子調(diào)壓調(diào)速 改變異步電動機定子端電壓，其機械特性如圖1-16a所示。如果帶恒轉(zhuǎn)矩負載,由于穩(wěn)定運行區(qū)限制在0sm范圍內(nèi)，可以調(diào)試的范圍極小，已無實際意義。如果帶通風(fēng)機型負載,穩(wěn)定運行區(qū)不受sm限制，相應(yīng)的

9、調(diào)速范圍較大。3. 電磁轉(zhuǎn)差率離合器調(diào)速 采用電磁轉(zhuǎn)差離合器調(diào)速的異步電動機稱為電磁調(diào)速電動機，它由三部分組成：籠型異步電動機、電磁轉(zhuǎn)差離合器和控制裝置。我國的YCT系列電磁調(diào)速電動機已將三部分組裝起來成套供應(yīng)。離合器輸出轉(zhuǎn)矩為圖1-20 電磁轉(zhuǎn)差離合器的機械特性4. 雙饋調(diào)速及串級調(diào)速 （1）雙饋調(diào)速 雙饋調(diào)速是將定、轉(zhuǎn)子三相繞組分別接入兩個獨立的三相對稱電源：定子繞組接入工頻電源；轉(zhuǎn)子繞組接入頻率、幅值、相位都可以按照要求進行調(diào)節(jié)的交流電源，即采用交-交變頻器或交-直-交變頻器給定子繞組供電。其中，必須保證的是在任何情況下轉(zhuǎn)子外加電壓的頻率都要與轉(zhuǎn)子感應(yīng)電動勢的頻率保持一致。當改變轉(zhuǎn)子外加

10、電壓的幅值和相位時就可以調(diào)節(jié)異步電動機的轉(zhuǎn)速，也可以調(diào)節(jié)定子側(cè)的功率因數(shù)。（2）串級調(diào)速 串級調(diào)速的基本思路是，把異步電動機轉(zhuǎn)子感應(yīng)電動勢和轉(zhuǎn)子外加電壓都變?yōu)橹绷髁?，使原來隨轉(zhuǎn)差率而變化的可變頻率交流量轉(zhuǎn)化為與頻率無關(guān)的直流量，從而免去了對轉(zhuǎn)差頻率的檢測、控制，主電路結(jié)構(gòu)和控制系統(tǒng)都要簡單得多。由于采用不控整流器整流，轉(zhuǎn)差功率也僅僅是單方向地由轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)子側(cè)送出，回饋給電網(wǎng)。串級調(diào)速于雙饋調(diào)速相比，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)，分析、控制都方便，但在相同調(diào)速范圍和額定負載下，調(diào)速裝置容量增大一倍，因而往往推薦用于調(diào)速范圍不太大的場合。另外功率因數(shù)也較低。1.2.2 同步電動機同步電動機的轉(zhuǎn)速就是同步轉(zhuǎn)速

11、n1=60f1/pN，如果接入恒頻電源，則由于同步電動機的轉(zhuǎn)速將與電源頻率保持嚴格的同步關(guān)系故而不可調(diào)。隨著電力電子變頻技術(shù)的飛速發(fā)展，同步電動機同樣可以進行變頻調(diào)速。 同步電動機變頻調(diào)速可以分為他控式變頻調(diào)速和自控式變頻調(diào)速兩大類。1.3 交流調(diào)速的主要應(yīng)用領(lǐng)域冶金機械 電氣牽引數(shù)控機床 礦井提升機械 起重、裝卸機械 原子能及化工設(shè)備 建筑電氣設(shè)備 紡織、食品機械 The end. 第二章 變頻調(diào)速技術(shù) 2.1 交-直-交變頻器的基本電路交-直-交變頻器的基本電路包括整流電路和逆變電路，整流電路將共頻交流電整流成直流電，逆變電路再將直流電逆變成頻率可調(diào)的三相交流電，是整流變換的逆過程。其核心

12、部分為逆變器。變頻器的分類方法有多種，按照主電路工作方式分類，可以分為電壓型變頻器和電流型變頻器；按照開關(guān)方式分類，可以分為PAM控制變頻器、PWM控制變頻器和高載頻PWM控制變頻器；按照工作原理分類，可以分為V/f控制變頻器、轉(zhuǎn)差頻率控制變頻器和矢量控制變頻器等；按照用途分類，可以分為通用變頻器、高性能專用變頻器、高頻變頻器、單相變頻器和三相變頻器等。 2.1.1 交直交電壓型變頻器圖2-1 交-直-交電壓型變頻器主電路三相逆變電路由六只具有單向?qū)щ娦缘墓β拾雽?dǎo)體開關(guān)SlS6組成。每只功率開關(guān)上反并聯(lián)一只續(xù)流二極管，為負載的滯后電流提供一條反饋到電源的通路。 極據(jù)功率開關(guān)的導(dǎo)通持續(xù)時間不同，

13、可以分為180導(dǎo)電型和120導(dǎo)電型兩種工作方式。180導(dǎo)電型各功率元件驅(qū)動脈沖波形如圖2-3所示。狀態(tài)S1S2S3S4S5S6狀態(tài)1（060）狀態(tài)2（60120）狀態(tài)3（120180）狀態(tài)4（180240）狀態(tài)5（240300）狀態(tài)6（3003600）表2-1 180導(dǎo)電型逆變器功率開關(guān)導(dǎo)通規(guī)律輸出電壓狀態(tài)1狀態(tài)2狀態(tài)3狀態(tài)4狀態(tài)5狀態(tài)6相電壓uA0Ud/32Ud/3Ud/3-Ud/3-2Ud/3-Ud/3uB0-2Ud/3-Ud/3Ud/32Ud/3Ud/3-Ud/3uC0Ud/3-Ud/3-2Ud/3-Ud/3Ud/3Ud/3線電壓uABUdUd0-Ud-Ud0uBC-Ud0UdUd0-U

14、duCA0-Ud-Ud0UdUd表2-2 負載為丫接時各個工作狀態(tài)下的輸出電壓圖2-5 三相電壓型逆變器的輸出電壓波形（180導(dǎo)電型）2電壓型變頻器及電壓調(diào)節(jié)方式（1）電壓型變頻器 最簡單的電壓型變頻器由可控整流器和電壓型逆變器組成，用可控整流器調(diào)壓，逆變器調(diào)頻，如圖2-6所示。為適應(yīng)再生制動運行，可在圖2-6電路的基礎(chǔ)上，增加附加電路。一種方法是，在中間直流電路中設(shè)法將再生能量處理掉，即在電容Cd的兩端并聯(lián)一條由耗能電阻R與功率開關(guān)(可以是晶閘管或自關(guān)斷器件)相串聯(lián)的電路，如圖2-7所示。另一種方法是，在整流電路中設(shè)置再生反饋通路反并聯(lián)一組逆變橋，如圖2-8所示。（2）電壓調(diào)節(jié)方式 一種是采

15、用可控整流器整流，通過對觸發(fā)脈沖的相位控制直接得到可調(diào)直流電壓。另一種是采用不控整流器整流，在直流環(huán)節(jié)增加斬波器，以實現(xiàn)調(diào)壓，如圖2-9所示。3串聯(lián)電感式電壓型變頻器 圖2-10 三相串聯(lián)電感式電壓型變頻器的主電路圖中Cd、Ld構(gòu)成中間濾波環(huán)節(jié)，通常Ld很小，Cd很大。晶閘管VT1VT6作為功率開關(guān)取代了圖2-3中的SlS6。L1L6為換相電感，位于同一橋臂上的兩個換相電感是緊密耦合的，串聯(lián)在兩個主晶閘管之間，因而稱之為串聯(lián)電感式。C1C6為換相電容，RARC為環(huán)流衰減電阻。該電路屬于180導(dǎo)電型，換相是在同橋臂的兩個晶閘管之間進行，采用補換相方式、即觸發(fā)一個晶閘管去關(guān)斷同一橋臂上的另個晶閘管

16、。（1）換相前的狀態(tài) （2）.換相階段 （3）環(huán)流及反饋階段 （4）負載電流反向階段 圖2-12 換相時的電壓、電流波形 2.1.2 交-直-交電流型變頻器1電流型逆變器的基本電路 表2-3 120導(dǎo)電型逆變器功率開關(guān)導(dǎo)通規(guī)律狀態(tài)S1S2S3S4S5S6狀態(tài)1（060） 狀態(tài)2（60120） 狀態(tài)3（120180） 狀態(tài)4（180240） 狀態(tài)5（240300） 狀態(tài)6（3003600） 以狀態(tài)1為例 表2-4 負載為接時各個工作狀態(tài)下的輸出電流輸出電流狀態(tài)1狀態(tài)2狀態(tài)3狀態(tài)4狀態(tài)5狀態(tài)6線電流iA0IdId0-Id-Id0iB0-Id0IdId0-IdiC00-Id-Id0IdId相電流iA

17、B2Id/3Id/3-Id/3-2Id/3-Id/3Id/3iBC-Id/3Id/32Id/3Id/3-Id/3-2Id/3iCA-Id/3-2Id/3-Id/3Id/32Id/3Id/3圖2-15 三相電流型逆變器的輸出電流波形（120導(dǎo)電型）2電流型變頻器的再生制動運行 圖2-16 電流型變頻器的電動狀態(tài)與再生制動狀態(tài)（a）電動狀態(tài) （b）再生制動狀態(tài)3串聯(lián)二極管式電流型變頻器 a換相前的狀態(tài) b晶間管換相及恒流充電階段（3）二極管換相階段 （4）換相后的狀態(tài) 2.2 脈寬調(diào)制型變頻器圖2-19 PWM變頻器的主電路原理圖PWM變頻器的主電路如圖2-19所示，由圖可知，該變頻器的主電路時由

18、整流電路部分和逆變電路部分組成。整流電路完成將三相交流電轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟姷淖饔?。逆變部分再將恒定的直流電轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷汉皖l率均可調(diào)的三相交流電，以驅(qū)動三相異步電動機負載， 2.2.1 交-直部分 圖2-20 PWM變頻器交-直部分主電路 圖2-21 PWM變頻器交-直部分輸出 電壓波形 2.2.2 直-交部分圖2-22 PWM變頻器直-交部分主電路圖2-23 三相橋式PWM逆變電路波形2.3 諧振型變頻器2.3.1 詣?wù)裰绷鳝h(huán)節(jié)逆變器的基本原理圖2-24 三相諧振直流環(huán)節(jié)逆變器原理圖 圖2-25 每個諧振周期對應(yīng)的等效電路1忽略電路中的損耗考慮種理想情況，即令圖2-25中的R0。當開關(guān)S導(dǎo)通時 兩式整

19、理得解之并考慮到初始條件如果有，則有 （a） 2考慮電路中的損耗，即 當， S在零電壓下關(guān)斷時，對應(yīng)的電路方程為解之并考慮到初始條件可近似為 （b） 2.3.2 諧振直流環(huán)節(jié)逆變電路舉例1并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器 圖2-27 并聯(lián)諧振DC環(huán)節(jié)逆變器（a）電路原理圖 （b）等效電路圖圖2-28 電容電壓和電感電流的波形圖2-29 并聯(lián)諧振DC環(huán)節(jié)逆變器的工作原理 2結(jié)實型諧振直流環(huán)節(jié)逆變器 圖2-30 結(jié)實形諧振直流環(huán)節(jié)逆變器圖2-31 結(jié)實型諧振DC環(huán)節(jié)逆變器的工作原理2.4 交交變頻器的基本原理2.4.1 工作原理從上式可見，改變輸出電壓的頻率，只需按要求改變正、負兩組整流器觸發(fā)角變化的調(diào)制頻

20、率即可。而改變輸出電壓值，只需改變調(diào)制系數(shù)是值即可實現(xiàn)。當是k1時，輸出電壓為最大；當k0時，輸出電壓為零。圖2-33 交-交變頻器正、負組的工作狀態(tài)正組逆變；正組整流；負組逆變；負組整流a）輸出電壓基波和電流；b）正組輸出電流；c）負組輸出電流；d）正組輸出電壓；e）負組輸出電壓2.4.2 運行方式 (1)無環(huán)流運行方式 (2)自然環(huán)流運行方式 圖2-35 自感應(yīng)環(huán)流原理圖a）輸出電流；b）正組輸出電流；c）負組輸出電流；d）自感應(yīng)環(huán)流；e）等效電路（3）局部環(huán)流運行方式 圖2-36 局部環(huán)流運行方式的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖a）線路結(jié)構(gòu)；b）波形2.4.3主電路型式2.4.4 觸發(fā)控制方式(1)余弦

21、交點法 a）滯后功率因數(shù) b）超前功率因數(shù)（2）鎖相控制法 利用反饋的方法，使觸發(fā)脈沖的頻率和相位與所需的輸出相適應(yīng)，這就是在變頻器控制中常采用的鎖相控制法。 2.4.5 最高輸出頻率最高極限為： fo/fi=p/6定量的研究表明，在輸出最高電壓且負載功率因素cos =1時，輸出諧波不超過2.5%的條件下，其允許的最高輸出頻率與輸入頻率之比為： (fo/fi)max=0.33 (p=3) (fo/fi)max=0.5 (p=6) (fo/fi)max=0.75 (p=12)2.4.6 晶閘管的電壓、電流容量對需要在很廣范圍的交-交變頻器選擇晶閘管的電流容量時，最好按可能遇到的最惡劣條件來選擇，

22、即按輸出電流的峰值來確定晶閘管的額定容量。2.5 交交變頻器的基本類型2.5.1 矩形電壓波交交變頻器1工作原理假定三相電源電壓ua、ub和uc完全對稱。當給定一個恒定的觸發(fā)角時，例如=90 ，得正組的輸出電壓波形如圖2-48所示。2換相過程和換組過程假定電流是連續(xù)的，而且不考慮重疊角。當t=120時，晶閘管5符合導(dǎo)通條件，輸出的電壓片段為ub。當晶閘管5被觸發(fā)導(dǎo)通后，晶閘管1受到線電壓uba的封鎖作用，陰極電位高于陽極電位，晶閘管1被關(guān)斷。這就是電源側(cè)的自然換組。所以交-交變頻器的換相過程就是普通整流器的換相過程。 當ot此時正好等于180，需要發(fā)出換橋（組）指令。（1）封鎖發(fā)往組的觸發(fā)脈沖

23、；（2）開放發(fā)往組的觸發(fā)脈沖。 圖2-49 電流連續(xù)時組觸發(fā)得到的輸出電壓波形圖2-50 換組時的等值電路圖2-51 無環(huán)流控制時組觸發(fā)得到的輸出電壓波形2.5.2 正弦電壓波交交變頻器余弦交點法控制的交交變頻器輸出的電壓平均值是正弦函數(shù)，但不能提供完全正弦的輸出電流 。特別是當輸出頻率超過電網(wǎng)頻率的一半時還會產(chǎn)生危害很大的次諧波 。2.5.3 正弦電流交交變頻器 目前采用的電流控制型都是閉環(huán)控制方式，即依靠傳統(tǒng)的電流負反饋進行閉環(huán)調(diào)節(jié)，三相全控橋加上PI電流調(diào)節(jié)器使輸出電流按給定函數(shù)變化。如果電流調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)功能達到最佳，全控橋的輸出電流就可以跟蹤電流調(diào)節(jié)器的給定值進行變化。 The end

24、. 第三章 脈寬調(diào)制控制技術(shù) 3.1.1 PWM型變頻器的基本控制方式“”波調(diào)制法的電路原理如圖3-1a所示，在電壓比較器A的兩輸入端分別輸入正弦波參考電壓uR和三角波電壓u，在A的輸出端便得到PWM調(diào)制電壓脈沖。PWM脈沖寬度的確定可由圖3-1b看出。uR與u的交點之間的距離隨參考電壓uR的大小而變，而該交點之間的距離決定了電壓比較器輸出電壓脈沖的寬度，因而可得到幅值相等而脈沖寬度不等的PWM電壓信號uP。 圖3-1 “”調(diào)制法原理從三角波電壓與參考電壓的頻率來看，PWM控制方式可分為同步式、異步式和分段同步式。3.1.2 簡單的PWM型變頻器工作原理3.1.3 單極性正弦波PWM調(diào)制原理3

25、.1.4 雙極性正弦波PWM調(diào)制原理3.2 PWM的控制模式及實現(xiàn)3.2.1 SPWM逆變器的同步調(diào)制和異步調(diào)制1. 同步調(diào)制在同步調(diào)制方式中，N=常數(shù)，變頻時三角載波的頻率與正弦調(diào)制波的頻率同步變化，因而逆變器輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)是固定不變的。 2. 異步調(diào)制異步調(diào)制中，在逆變器的整個變頻范圍內(nèi)，載波比N是不等于常數(shù)的。 3. 分段同步調(diào)制在一定頻率范圍內(nèi)，采用同步調(diào)制，保持輸出波形對稱的優(yōu)點。當頻率降低較多時，使載波比分段有級的增加，又采納了異步調(diào)制的長處。這就是分段同步調(diào)制方式。具體的說，把逆變器整個變頻范圍分成若干頻段，在每個頻段內(nèi)斗維持載波比N的恒定，對不同的頻段取不同的N值，

26、頻率低時N取大一些，一般按等級比數(shù)安排。3.2.2 SPWM的控制模式及其實現(xiàn)實現(xiàn)SPWM的控制方式有三類，一是采用模擬電路，二是采用數(shù)字電路，三是采用模擬與數(shù)字電路相結(jié)合的控制方式。采用模擬電路元件實現(xiàn)SPWM控制的原理,首先由模擬元件構(gòu)成的三角波和正弦波發(fā)生器分別產(chǎn)生三角載波信號u和正弦波參考信號uR，然后送入電壓比較器，產(chǎn)生SPWM脈沖序列。采用數(shù)字電路的SPWM逆變器，可采用以軟件為基礎(chǔ)的控制模式。 微機控制的SPWM控制模式有多種，常用的有以下兩種：1. 自然取樣法 :用計算的辦法尋找三角載波u與參考正弦波uR的交點從而確定SPWM脈沖寬度的。2對稱規(guī)則取樣法通過兩個三角波峰之間中線

27、與uR的交點M作水平與兩個三角波分別交于A和B點。由交點A和B確定SPWM脈寬為t2， 3.3 具有消除諧波功能的SPWM控制模式的優(yōu)化所謂PWM控制模式的優(yōu)化就是指可消除諧波分量的PWM控制方式。 1兩電平SPWM逆變器 假定兩電平SPWM逆變器輸出電壓波形具有基波四分之一周期對稱關(guān)系，顯然，如將該SPWM脈沖電壓序列展成傅氏級數(shù)，則僅含奇次諧波分量。負載電壓uL可表示各次諧波電壓之和，即圖3-9 兩電平SPWM逆變器的輸出電壓波形 理論上講，欲想消除第v次諧波分量，只要令式（3-3）中的Uv=0，從而解出相應(yīng)的K值即可。然而，由式（3-3）可看出，未知數(shù)K的個數(shù)有N個，需要有N個方程聯(lián)立求

28、解。為此可同時令N個諧波次數(shù)的電壓為0，通過優(yōu)化值K消除N個諧波分量。 （1）消除5次和7次諧波求得的值為1=16247，2=22068 （2）消除5、7、11和13次諧波 解上述四個超越聯(lián)立方程比較困難，一般需采用數(shù)值法求解值法求解，首先假定1、2、3、4值，代入上述方程，如不滿足對14進行修正，通過迭代逐漸逼近真值。2三電平SPWM逆變器 其輸出如圖 3.4 電流跟蹤型PWM逆變器的控制技術(shù)滯環(huán)電流跟蹤型SPWM逆變器的單相結(jié)構(gòu)示意圖如圖3-13所示。 ir為給定參考電流，是電流跟蹤目標，當實際負載電流反饋值if與ir之差達到滯環(huán)上限值時，即if-ir，使VT2導(dǎo)通，VT1截止，負載電壓為

29、-E，負載電流if下降。當if與ir之差達到滯環(huán)下限值時，即if-ir-，使VT1導(dǎo)通，VT2截止，負載電壓為+E，負載電流if上升。這樣通過VT1，VT2的交替通斷，使if-ir，實現(xiàn)if對ir的自動跟蹤。如ir為正弦電流，則if也近似為一正弦電流。 圖3-14 電壓SPWM波形的產(chǎn)生3.4.2 開關(guān)頻率恒定的電流跟蹤型PWM控制技術(shù)改變滯寬使fT恒定，可以采用不同的控制方式。 （1）隨著dir/dt變化調(diào)整滯環(huán)寬度使fT不變。圖3-15使用dir/dt改變滯寬保持fT恒定的原理電路圖 （2）在電流閉環(huán)中增設(shè)頻率閉環(huán)使fT不變。圖3-16 使用頻率閉環(huán)使fT恒定的原理電路圖3.5 PWM脈沖

30、的生成方法3.5.1 模擬電路控制方式分段同步控制三角載波產(chǎn)生電路原理如圖示3-17所示 圖3-17 分段同步控制三角載波的產(chǎn)生 3.5.2 數(shù)字電路控制方式采用數(shù)字控制方式時，調(diào)速系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的求解，各閉環(huán)控制調(diào)節(jié)器以及PWM控制信號的產(chǎn)生等功能全部由單片機或微處理器完成。 The end. 第四章 矢量變換控制技術(shù) 4.1 旋轉(zhuǎn)矢量控制的概念與原理直流電動機其優(yōu)異的調(diào)速性能是因為具備了如下三個條件： （1）磁極固定在定子機座上，在空間能產(chǎn)生一個穩(wěn)定直流磁場。（2）電樞繞組是固定在轉(zhuǎn)子鐵心槽里，在空間能產(chǎn)生一個穩(wěn)定的電樞磁勢，并且電樞磁勢總是能保持與磁場相垂直，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩最有效。（3）勵磁電流

31、和電樞電流在各自回路中分別可控、可調(diào)。三相異步電動機的情況：（1）定子通三相正弦對稱交流電時產(chǎn)生一個隨時間和空間都在變化的旋轉(zhuǎn)磁場。（2）轉(zhuǎn)子磁勢和旋轉(zhuǎn)磁場間不存在垂直關(guān)系。（3）異步電動機轉(zhuǎn)子是短路的，只能在定子方面調(diào)節(jié)電流。組成定子電流的兩個成分一勵磁電流和工作電流都在變化，因為存在非線件關(guān)系，因此對這兩部分電流不可能分別調(diào)節(jié)和控制?？梢姰惒诫妱訖C所以調(diào)速性能差，就是它不具備直流電機優(yōu)異調(diào)速性能的三個條件。如果在控制上想辦法能達到那些要求，那末它的調(diào)速性能也一定是優(yōu)異的。如果要模擬直流電動機的電樞磁勢與磁場垂直，并且電樞磁勢大小和磁場強弱分別可調(diào)?？稍O(shè)想如圖4-2所示的異步電動機M、T兩相

32、繞組模型。該模型有兩個互相垂直的繞組：M繞組和T繞組且以角頻率1在空間旋轉(zhuǎn)。T、M繞組分別通以直流電流iT、iM。iM在M繞組軸線方向產(chǎn)生磁場，iM稱勵磁電流。調(diào)節(jié)iM大小可以調(diào)節(jié)磁場強弱。iT在T繞組軸線方向上產(chǎn)生磁勢，這個磁勢總是與磁場同步旋轉(zhuǎn)，而且總是與磁場方向垂直，調(diào)節(jié)iT大小可以在磁場不變時改變轉(zhuǎn)矩大小，iT稱轉(zhuǎn)距電流。iT、iM分屬于T、M繞組因此分別可調(diào)，可控。實際上三相異步電動機定子三相繞組嵌在定于鐵心槽中，在空間上相互差120電角度，固定不動。根據(jù)電機學(xué)原理知道三相繞組的作用，完全可以用在空間上互相垂直的兩個靜上的、繞組的代替、三相繞組的電流和兩相靜止、繞組電流有固定的變換關(guān)

33、系。現(xiàn)在還要找到兩相靜止、繞組的電流，與兩相旋轉(zhuǎn)的M、T繞組電流的關(guān)系。如果M、T、繞組電流iM、iT、i、i都用矢量表示，如圖4-3所示為、坐標系統(tǒng)與M、T坐標系統(tǒng)。圖4-2 異步電動機M、T兩相繞組模型 圖4-3 、坐標與M、T坐標系統(tǒng)這樣要調(diào)節(jié)磁場確定iM值，要調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)距確定iT值，通過變換運算就知道三相電流ia、ib、ic大小，控制ia、ib、ic也就達到預(yù)想目的，達到控制轉(zhuǎn)距(iT)、磁場(iM)的目的。4.1.1 矢量變換控制的基本思想把三相異步電動機等效于兩相、靜止系統(tǒng)模型。再經(jīng)過旋轉(zhuǎn)坐標變換為磁場方向與M軸方向一致的同步旋轉(zhuǎn)的兩相M、T模型。電流矢量是一個空間矢量，因為它實際上代

34、表電機三相產(chǎn)生的合成磁勢，是沿空間作正弦分布的量，不同于在電路中電流隨時間按正弦變化是時間的相量。電流矢量分解為與M軸平行的產(chǎn)生磁場的分量一一勵磁電流iM和與T軸平行的產(chǎn)生轉(zhuǎn)距分量一轉(zhuǎn)矩電流iT。前者可理解為勵磁磁勢，后者可理解為電樞磁勢。通過控制iM、iT大小也就是電流矢量的幅值和方向（M、T坐標系統(tǒng)中的角）去等效地控制三相電流ia、ib、ic的瞬時值，從而調(diào)節(jié)電機的磁場與轉(zhuǎn)矩以達到調(diào)速的目的。4.1.2 矢量變換控制系統(tǒng)的構(gòu)想4.2 矢量變換控制的異步電動機數(shù)學(xué)模型4.2.1 異步電動機動態(tài)數(shù)學(xué)模型的性質(zhì)(1)異步電機是一個多變量（多輸人多輸出）系統(tǒng)，而電壓（電流）、頻率、磁通、轉(zhuǎn)速之間又

35、互相都有影響，所以是強耦合的多變量系統(tǒng)。 （2）在異步電機中，磁通乘電流產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。轉(zhuǎn)速乘磁通得到旋轉(zhuǎn)感應(yīng)電動勢，由于它們都是同時變化的，在數(shù)學(xué)模型中就含有兩個變量的乘積項。這樣一來，即使不考慮磁飽和等因素，數(shù)學(xué)模型也是非線性的。（3）三相異步電機定子有三個繞組，轉(zhuǎn)子也可等效為三個繞組，每個繞組產(chǎn)生磁通時都有自己的電磁慣性，再加上運動系統(tǒng)的機電慣性，即使不考慮變頻裝置中的滯后因素，至少也是一個 七階系統(tǒng)。異步電機的數(shù)學(xué)模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng). 圖4-5 多變量的異步電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)圖4.2.2 三相異步電動機的多變量非線性數(shù)學(xué)模型在研究異步電機的多變量數(shù)學(xué)模型時，

36、常作如下的假設(shè)：忽略空間諧波，設(shè)三相繞組對稱(在空間互差120電角度)，所產(chǎn)生的磁動勢沿氣隙圓周按正弦規(guī)律分布；忽略磁路飽和，各繞組的自感和互感都是恒定的；忽略鐵心損耗；不考慮頻率和溫度變化對繞組電阻的影響。圖4-6 三相異步電機的物理模型（1）電壓方程三相定子繞組電壓方程 三相轉(zhuǎn)子折算到定 子側(cè)的電壓方程將電壓方程寫出矩陣形式，并以微分算子p代表微分符號d/dt（2）磁鏈方程完整的磁鏈方程電壓方程 （3）轉(zhuǎn)矩方程上式是在磁路為線性、磁動勢在空間按正弦分布的假定條件下得出的，但對定子、轉(zhuǎn)子電流的波形未作任何假定，式中的都是瞬時值。因此，此電磁轉(zhuǎn)矩公式同樣適用于由變壓變頻器供電的三相異步電動機調(diào)

37、速系統(tǒng)。（4）運動方程對于恒轉(zhuǎn)矩負載5三相異步電機的數(shù)學(xué)模型歸納 4.2.3 三相異步電動機在兩相坐標系上的數(shù)學(xué)模型1異步電機在兩相任意旋轉(zhuǎn)坐標系（dq坐標系）上的數(shù)學(xué)模型 （1）電壓方程（2）磁鏈方程 圖4-7 異步動機變換到dq坐標系上的物理模型 或?qū)懗桑?）轉(zhuǎn)矩和運動方程旋轉(zhuǎn)電動勢矢量則 畫成多變量系統(tǒng)動態(tài)結(jié)構(gòu)圖 圖4-8 異步電機的多變量、強耦合動態(tài)結(jié)構(gòu)圖異步電機的數(shù)學(xué)模型具有以下性質(zhì)：（1）異步電機可以看作一個雙輸入雙輸出系統(tǒng)，輸入量是電壓矢量和定子與dq坐標軸的相對角轉(zhuǎn)速11，輸出是磁鏈矢量和轉(zhuǎn)子角轉(zhuǎn)速。電流矢量可以看作狀態(tài)變量，它和磁鏈矢量之間有由式（4-25）確定的關(guān)系。（2）

38、非線性因素存在于 (*)和 (*)中，即存在于產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)電動勢和電磁轉(zhuǎn)矩的兩個環(huán)節(jié)上。除此以外，系統(tǒng)的其它部分部是線性關(guān)系 這和直流電機弱磁控制的情況相似。（3）多變量之間的耦合關(guān)系主要體現(xiàn)在旋轉(zhuǎn)電動勢上。如果忽略旋轉(zhuǎn)電動勢的影響，系統(tǒng)便容易簡化成單變量系統(tǒng)了。將d、q軸電壓方程繪成動態(tài)等效電路 圖4- 9 異步電機在dq坐標上的動態(tài)等效電路（a）d軸電路 （b）q軸電路 2. 異步電機在兩相靜止坐標系上的數(shù)學(xué)模型 磁鏈方程 電壓矩陣方程 坐標系上的電磁轉(zhuǎn)矩3異步電機在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系上的數(shù)學(xué)模型 電壓方程4異步電機在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系上按轉(zhuǎn)子磁場定向（MT坐標系）的數(shù)學(xué)模型 現(xiàn)在規(guī)定d軸沿著

39、轉(zhuǎn)子總磁鏈矢量的方向，并稱之為M（Magnetization）軸；而q抽則逆時針轉(zhuǎn)900，即垂直于矢量，稱之為T（Torque）軸。這樣，兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系就具體規(guī)定為M、T坐標系，即按轉(zhuǎn)子磁場定向的坐標系。 簡化 得轉(zhuǎn)矩方程 4.3 交流電動機矢量變換變頻調(diào)速系統(tǒng)基本原理4.3.1 矢量控制基本方程式電壓矩陣方程 解出 表明，轉(zhuǎn)子磁鏈2僅由產(chǎn)生，與it1無關(guān)，因而im1被稱為定子電流的勵磁分量。該式還表明，2與im1之間的傳遞函數(shù)是一階慣性環(huán)節(jié)（p相當于拉氏變換變量S）。其涵義是，當勵磁分量im1突變時，2的變化要受到勵磁慣性的阻撓，這和直流電機勵磁繞組的慣性作用是一致的。當定子電流勵磁分量

40、im1突變而引起2變化時，當即在轉(zhuǎn)子中感生轉(zhuǎn)子電流勵磁分量im2，阻止2的變化，使2只能按時間常數(shù)T2的指數(shù)規(guī)律變化。當2達到穩(wěn)態(tài)時p2=0，因而im2=0；2=Lm im1，即2的穩(wěn)態(tài)值由im1唯決定。異步電機的數(shù)學(xué)模型繪成圖 圖4-11 帶除法環(huán)節(jié)的解耦矢量控制系統(tǒng)C2r/3s兩相旋轉(zhuǎn)坐標到三相靜止坐標的變換；AR磁鏈調(diào)節(jié)器；ASR轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器4.3.2 磁鏈開環(huán)轉(zhuǎn)差控制的矢量控制系統(tǒng)圖4-12 磁鏈開環(huán)轉(zhuǎn)差控制的矢量控制系統(tǒng)ASR轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器 ACR電流調(diào)節(jié)器 K/P直角坐標-極坐標變換器（1）轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ASR的輸出是定子電流轉(zhuǎn)矩分量的給定信號，與雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的電樞電流給定信號相當。（

41、2）定子電流勵磁分量給定信號 和轉(zhuǎn)子磁鏈給定信號 之間的關(guān)系是靠矢量控制方程式（4-42）建立的其中的比例微分環(huán)節(jié)使im1在動態(tài)中獲得強迫勵磁效應(yīng)，從而克服了實際磁通的滯后。（3） 和 經(jīng)直角坐標極坐標（K/P）變換器合成后產(chǎn)生定子電流幅值給定信號 和相角給定信號 。前者經(jīng)電流調(diào)節(jié)器ACR控制定子電流的大小，后者則控制逆變器換相的觸發(fā)時刻，用以決定定子電流的相位。定于電流相位是否得到及時的控制對于動態(tài)轉(zhuǎn)矩的發(fā)生極為重要。極端來看，如果電流幅值很大，但相位落后900，所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩只能是零。（4）轉(zhuǎn)差頻率給定信號 按矢量控制方程式（4-46）算出，實現(xiàn)了轉(zhuǎn)差頻率控制的功能。4.3.3 轉(zhuǎn)速磁鏈閉環(huán)

42、控制的電流滯環(huán)型PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)磁鏈閉環(huán)控制系統(tǒng)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)是磁鏈反饋信號的獲得。 現(xiàn)在實用的系統(tǒng)中，多采用間接觀測的方法，即檢測出電壓、電流或轉(zhuǎn)速等容易測得的物理量，利用轉(zhuǎn)子磁通（磁通）的模型，實時計算磁鏈的幅值和相位。按磁場定向兩相旋轉(zhuǎn)坐標系上的轉(zhuǎn)子磁鏈模型圖4-14 在按磁場定向兩相旋轉(zhuǎn)坐標系上的轉(zhuǎn)子磁鏈模型帶轉(zhuǎn)矩內(nèi)環(huán)的轉(zhuǎn)速、磁鏈閉環(huán)矢量控制系統(tǒng) 圖4-15 帶轉(zhuǎn)矩內(nèi)環(huán)的轉(zhuǎn)速、磁鏈閉環(huán)矢量控制系統(tǒng)ASR轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器；AR磁鏈調(diào)節(jié)器；ATR轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器；BRT轉(zhuǎn)速傳感器The end. 第五章 直接轉(zhuǎn)距控制技術(shù) 5.1直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)的誕生與發(fā)展直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)是在20世紀80年代中期繼矢量控

43、制技術(shù)之后發(fā)展起來的一種高性能異步電動機變頻調(diào)速技術(shù)。 直接轉(zhuǎn)矩控制理論于1977年美國學(xué)者A.B.Plunkett在IEEE雜志上首先提出，1985年由德國魯爾大學(xué)的德彭布羅克（Depenbrock）教授首次取得了直接轉(zhuǎn)矩控制在實際應(yīng)用上的成功，接著在1987年又把直接轉(zhuǎn)矩控制推廣到弱磁調(diào)速范圍。 目前在德國，直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)已成功應(yīng)用于兆瓦級的電力機車牽引上。 5.2 異步電動機直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)的理論基礎(chǔ)圖5-1 直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)控制思路5.2.2 異步電動機定子軸系的數(shù)學(xué)模型1 異步電動機的電磁轉(zhuǎn)矩模型圖5-2 異步電動機各量的空間矢量關(guān)系 圖5-3 旋轉(zhuǎn)空間矢量在軸根據(jù)以上規(guī)定，異步電

44、動機在定子坐標系上由下列方程式表示定、轉(zhuǎn)子磁鏈轉(zhuǎn)子磁鏈 r LmisLrir （LmLr）irLmis氣隙磁鏈 s LsisLmir 定子磁鏈 s LsisLmir （LmLs）isLmirTei Cm（FsFr） Cm Fs Frsin（Fs、Fr） Km missin（m，is）由于missin（m，is）ssin（s，is），所以 Tei Km sissin（s，is） 在定子坐標系中，異步電動機的電磁轉(zhuǎn)矩模型可表達為Tei Km（sissis） 圖5-4 轉(zhuǎn)矩觀測模型框圖2 異步電動機的磁鏈模型異步電動機的定子磁鏈可以根據(jù)下式來確定s usisRsdtsusisRsdtsusisRsd

45、t 用定子電壓與定子電流來確定定子磁鏈的方法叫電機的磁鏈電壓模型法，簡稱為ui模型，其結(jié)構(gòu)如圖所示。問題：（1）積分器存在漂移，為抑制漂移需引入反饋通道，反饋通道使輸出信號幅值和相移減小，隨電機轉(zhuǎn)速和頻率的降低，積分器誤差增大。（2）隨電機轉(zhuǎn)速和頻率的降低，us的模值減小，由isRs項補償不準確帶來的誤差就越大。（3）電機不轉(zhuǎn)時es0，無法按式（7-5）計算磁鏈，也無法建立初始磁鏈。圖5-6模型既解決了兩模型的過渡，又解決了電壓模型積分器漂移問題。圖5-6 電流-電壓混合模型電機的電流模型表示為Trr LmisTrr rTrr LmisTrr r s rLiss rLis 式中，LLsLr 圖

46、5-7 in模型高精度磁鏈模型數(shù)學(xué)方程式圖5-8 un模型5.2.3 逆變器的八種開關(guān)狀態(tài)和逆變器的電壓狀態(tài)圖5-9 電壓型逆變器表5-1 逆變器的8種開關(guān)組合狀態(tài)01234567SA01010101SB00110011SC000011118種可能的開關(guān)狀態(tài)可以分成兩類：一類是6種所謂的工作狀態(tài)，即表5-1種的狀態(tài)“1”到狀態(tài)“6”，它們的特點是三相負載并不都接到相同的電位上去；另一類開關(guān)狀態(tài)是零開關(guān)狀態(tài)，如表6-1中的狀態(tài)“0”和狀態(tài)“7”，它們的特點是三相負載都接到相同的電位上去。 表5-2 逆變器的開關(guān)狀態(tài)狀態(tài)工作狀態(tài)零狀態(tài)12345678開關(guān)組SA00111001SB10001101S

47、C11100001表5-3 逆變器的電壓狀態(tài)與開關(guān)狀態(tài)的對照關(guān)系狀態(tài)工作狀態(tài)零狀態(tài)12345678開關(guān)狀態(tài)SABC011001101100110010000111電壓狀態(tài)表示一us(t)us(011)us(001)us(101)us(100)us(110)us(010)us(000)us(111)表示二us(t)us1us2us3us4us5us6us7表示三us(t)1234567 圖5-10 無零狀態(tài)輸出時相電壓波形及對應(yīng)的開 關(guān)狀態(tài)和電壓狀態(tài) 圖5-11 用電壓空間矢量表示的7個離散的電壓狀態(tài) 5.2.4 電壓空間矢量的概念三相異步電動機中對稱的三相物理量如圖5-12所示，選三相定子坐標

48、系的A軸與Park矢量復(fù)平面的實軸重合，則其三相物理量XA(t)、XB(t)、XC(t)的Park矢量X(t)為式中，為復(fù)系數(shù)，稱為旋轉(zhuǎn)因子，ej2/3。旋轉(zhuǎn)空間矢量X(t)的某個時刻在某相軸線（A、B、C軸上）的投影就是該時刻該相物理量的瞬時值。Park矢量變換表達式應(yīng)為us(t) 圖5-13電壓空間矢量在坐標系中的離散位置對于狀態(tài)“1”，SABC011 us(011) us(011)位于軸的負方向上 。對于下一個狀態(tài)“2”，SABC001 us(001) 狀態(tài)“4”，SABC100時 us(100) （1）逆變器的六個工作電壓狀態(tài)給出了六個不同方向的電壓空間矢量。它們周期性地順序出現(xiàn)，相鄰

49、兩個矢量之間相差60。（2）電壓空間矢量的幅值不變，都等于4E/3。因此六個電壓空間矢量的頂點構(gòu)成了正六邊形的六個頂點。（3）六個電壓空間矢量的順序是：us(011)us(001)us(101)us(100)us(110)us(010)。它們依次沿逆時針方向旋轉(zhuǎn)。（4）零電壓狀態(tài)“7”位于六邊形的中心。5.2.5 電壓空間矢量與磁鏈空間矢量的關(guān)系定子磁鏈s(t)與定子電壓us(t)之間的關(guān)系為 若忽略定子電阻壓降的影響，則圖5-14 電壓空間矢量與磁鏈空間矢量的關(guān)系結(jié)論： （1）定子磁鏈空間矢量頂點的運動方向和軌跡（以后簡稱為定子磁鏈的運動方向和軌跡，或s(t)的運動方向和軌跡），對應(yīng)于相應(yīng)的

50、電壓空間矢量的作用，s(t)的運動軌跡平行于us(t)指示的方向。只要定子電阻壓降is(t)Rs比起us(t)足夠小，那么這種平行就能得到很好的近似。（2）在適當?shù)臅r刻依次給出定子電壓空間矢量us1us2us3us4us5us6，則得到定子磁鏈的運動軌跡依次沿邊S1S2S3S4S5S6運動，形成了正六邊形磁鏈。（3）正六邊形的六條邊代表著磁鏈空間矢量一個周期的運動軌跡。每條邊代表一個周期磁鏈軌跡的1/6，本書稱之為一個區(qū)段。六條邊分別稱為磁鏈軌跡的區(qū)段S1，區(qū)段S2，直至區(qū)段S6。“區(qū)段”這個名稱，在以后的分析匯總經(jīng)常要用到。直接利用逆變器的六種工作狀態(tài)，簡單地得到六邊形的磁鏈軌跡以控制電動機

51、，這就是DSC控制的基本思路。5.2.6 電壓空間矢量對電動機轉(zhuǎn)矩的影響在直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)中，其控制機理是通過電壓空間矢量us(t)來控制定子磁鏈的旋轉(zhuǎn)速度，從而改變定、轉(zhuǎn)子磁鏈矢量之間的夾角，達到控制電動機轉(zhuǎn)矩的目的。用定、轉(zhuǎn)子磁鏈矢量的矢量積來表達異步電動機的電磁轉(zhuǎn)矩 Tei Km（s(t)r(t)） Km srsin（s(t)，r(t)） Km srsin(t) 在實際運行中，保持定子磁鏈矢量的幅值為額定值，以充分利用電動機鐵心；轉(zhuǎn)子磁鏈矢量的幅值由負載決定。要改變電動機轉(zhuǎn)矩的大小，可以通過改變磁通角(t)的大小來實現(xiàn).圖5-15 電壓空間矢量對電動機轉(zhuǎn)矩的影響5.2.7 電壓空間矢量的

52、正確選擇正確選擇電壓空間矢量，可以形成六邊形磁鏈。所謂正確選擇，包括兩個含義：一是電壓空間矢量順序的選擇；二是各電壓空間矢量給出時刻的選擇。定子磁鏈空間矢量的運動軌跡取決于定子電壓空間矢量。反過來，定子電壓空間矢量的選擇又取決于定子磁鏈空間矢量的運動軌跡。圖5-16 六邊形磁鏈及三相坐標系A(chǔ)軸、B軸、C軸圖5-17 DSC控制開關(guān)信號及 電壓空間矢量的正確選擇定子磁鏈的三個分量 (b) 磁鏈開關(guān)信號(c) 電壓開關(guān)信號 (d) 電壓狀態(tài)信號由檢測出的定子磁鏈向三相坐標系投影得到磁鏈的分量，通過施密特觸發(fā)器與磁鏈給定值比較，得到正確的電壓狀態(tài)信號，以控制逆變器的輸出電壓，并產(chǎn)生所期望的六邊形磁鏈

53、。以上整個過程，稱為“磁鏈自控制”過程。 圖5-18 用作磁鏈比較器的施密特觸發(fā)器5.2.8 異步電動機直接轉(zhuǎn)矩控制的基本結(jié)構(gòu)所謂“直接轉(zhuǎn)矩控制”，其本質(zhì)是：在異步電動機定子坐標系中，采用空間矢量的數(shù)學(xué)分析方法，直接計算和控制電動機的電磁轉(zhuǎn)矩。 1直接轉(zhuǎn)矩控制的基本結(jié)構(gòu)圖5-19 DSC的基本結(jié)構(gòu)原理框圖2弱磁過程中的轉(zhuǎn)矩特性圖5-20 弱磁過程中的轉(zhuǎn)矩變化 3定子電阻壓降對定子磁鏈幅值的影響圖5-21 定子電阻壓降對定子磁鏈的影響 5.3 直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)的特點（1）直接轉(zhuǎn)矩控制是直接在定子坐標系下分析交流電動機的數(shù)學(xué)模型，控制電動機的磁鏈和轉(zhuǎn)矩。它不需要將交流電動機與直流電動機進行比較、等

54、效、轉(zhuǎn)化；既不需要模仿直流電動機的控制，也不需要為解耦而簡化交流電動機的數(shù)學(xué)模型，它省掉了矢量旋轉(zhuǎn)變換等復(fù)雜的變換與計算。因此，它所需要的信號處理工作比較簡單，所用的控制信號易于觀察著對交流電動機的物理過程作出直接和明確的判斷。（2）直接轉(zhuǎn)矩控制的磁場定向采用的是定子磁鏈軸，只要知道定子電阻就可以把定子磁鏈觀測出來。而矢量控制的磁場定向所用的是轉(zhuǎn)子磁鏈軸，觀測轉(zhuǎn)子磁鏈需要知道電動機轉(zhuǎn)子電阻和電感。因此，直接轉(zhuǎn)矩控制大大減少了矢量控制技術(shù)中控制性能易受參數(shù)變化影響的問題。（3）直接轉(zhuǎn)矩控制采用空間矢量的概念來分析三相交流電動機的數(shù)學(xué)模型和控制各物理量，使問題變得簡單明了。（4）直接轉(zhuǎn)矩控制強調(diào)的

55、是轉(zhuǎn)矩的直接控制效果。直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)，用空間矢量的分析方法，直接在定子坐標系下計算與控制交流電動機的轉(zhuǎn)矩，采用定子磁場定向，借助于離散的兩點式調(diào)節(jié)產(chǎn)生PWM信號，直接對逆變器的開關(guān)狀態(tài)進行最佳控制，以獲得轉(zhuǎn)矩的高動態(tài)性能。 The end. 第六章 無換向器電動機技術(shù) 6.1 概述1. 無換向器電動機的定義及分類是一種用半導(dǎo)體開關(guān)器件控制的變頻調(diào)速同步電動機；也可認為是一種用半導(dǎo)體電子開關(guān)線路代替換向器和電刷作用的直流電動機。 根據(jù)所采用的控制元件分：晶體管電動機，晶閘管電動機 。根據(jù)所采用的控制方式不同可以分為直流無換向器電動機和交流無換向器電動機。 2、無換向器電動機的特點和適用范圍無換

56、向器電動機的特性和普遍直流電動機十分相近，可在四個象限運行，效率和技術(shù)經(jīng)濟指標也相近。但它沒有電刷和換向器，因而比直流電動機結(jié)構(gòu)簡單，維護方便，容易做到低轉(zhuǎn)速大容量、高轉(zhuǎn)速大容量，調(diào)速方便，不失步，因而適用范圍廣泛。在易燃、易爆、高氣壓等環(huán)境比較惡劣的場合，如水泥廠、化工廠、礦山、油田及潛艇上都能適應(yīng)；也適于安裝在人不可及的裝備上，如原子能設(shè)備、高空飛行器及偏僻海島等地方。6.2 無換向器電動機的基本原理圖6-1 無換向器電動機與直流電動機對比電路a） 直流電動機；b）無換向器電動機圖6-2 從直流電動機到無換向器電動機的轉(zhuǎn)化a）電樞旋轉(zhuǎn)；b）磁極旋轉(zhuǎn)；c）無換向器電動機晶閘管的導(dǎo)通時間是12

57、0電角度，關(guān)斷時間是60電角度，而每轉(zhuǎn)過60電角度就有一只晶閘管換相。為此要求隨轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)，周期性觸發(fā)或關(guān)斷相應(yīng)的晶閘管，使得電樞磁場和勵磁磁場保持同步。此任務(wù)由位置檢測器來完成。 圖6-3 無換向器電動機原理圖6.2.2 電磁轉(zhuǎn)矩半波接法時，各相繞組中電流只沿著一個方向輪流通電三分之一周期，電動機繞組的利用率較差；而在橋式接法時，由于繞組中正反兩個方向均通電120電角度，電動機的利用率較高，產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩也較大。圖6-4 無換向器電動機接法a）橋式接法；b）半波接法（1）橋式接法轉(zhuǎn)矩較大，脈動較小；（2）橋式接法時0角增大到60時轉(zhuǎn)矩曲線才過零點，而三相半波接法0=30時轉(zhuǎn)矩曲線已過零點。 圖6

58、-5 三相電流產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩a）半波接法時；b）橋式接法時從電動機轉(zhuǎn)矩的角度來看，以采用三相橋式接法，0=0比較有利，這時轉(zhuǎn)矩平均值最大，脈動最小。但在利用電動機反電勢自然換相的無換向器電動機中，0=0時電動機是不可能運行的。通常0必須有一定的超前角度。目前最常選用的是0=60，或者0按負載自動調(diào)節(jié)。此時，電動機的轉(zhuǎn)矩脈動一般是比較大的。6.2.3 無換向器電動機的換相各種無換向器電動機的換相方式及其特點示于表6-3中。采用各種全控型器件可以制成各種容量的無換向器電動機，由于器件本身具有自關(guān)斷能力，利用器件換相可使逆變器結(jié)構(gòu)簡單且控制靈活。采用晶閘管制成的無換向器電動機，由于普通晶閘管不具備自關(guān)斷

59、能力，必須借助外部條件或設(shè)置專門的換相電路才能完成換相。 （1）反電勢換相 即利用電動機本身產(chǎn)生的反電勢進行自然換相。 圖6-6 反電勢換相原理圖 圖6-7 反電勢換相晶閘管上電壓電流波形電動機在起動或低速運行時反電勢很小，甚至沒有反電勢，不可能利用反電勢進行自然換相。此時需利用下述方法進行換相：斷續(xù)換相法或者電網(wǎng)換相法。圖6-8 、隨負載電流變化關(guān)系 （2）斷續(xù)換相 當晶閘管需要換相時，先設(shè)法使逆變器的輸入電流下降到零，使逆變器的所有晶閘管均暫時關(guān)斷；然后再給換相后應(yīng)該導(dǎo)通的晶閘管加上觸發(fā)脈沖，則在斷流后重新通電時，電流將根據(jù)所加的觸發(fā)信號流經(jīng)該導(dǎo)通的晶閘管，從而實現(xiàn)從一相換到另一相。圖6-

60、9 直交系統(tǒng)無換向器電動機 圖6-10 交-直-交系統(tǒng)無換向器電動機 當電動機采用電流斷續(xù)換相法時，電動機側(cè)逆變器的觸發(fā)相位 對換相不起作用。為了增大起動轉(zhuǎn)矩，減小轉(zhuǎn)矩脈動，一般取 。當電動機進入高速階段；采用反電勢換相時，則 改為 或隨負載變化進行控制。（3）電網(wǎng)換相 圖6-11 電網(wǎng)換相原理圖（4）強迫換相 即采用專門的換相電路實現(xiàn)換相，已有多種方案，但由于電路復(fù)雜，元件數(shù)量多，經(jīng)濟性差而在無換向器電動機實際運行中少有采用。6.3 無換向器電動機調(diào)速系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)無換向器電動機是典型的機電一體化的新型調(diào)速系統(tǒng)，見圖6-12。除門極觸發(fā)電路外，還有變頻器、同步電動機和位置檢測器三大部分。1. 變