移動通信中的調(diào)制解調(diào)技術(shù)

1、第3章數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù) 3.1概述 3.2數(shù)字頻率調(diào)制 3.3數(shù)字相位調(diào)制 3.4正交振幅調(diào)制（QAM） 3.1概述要使數(shù)字信號在有限帶寬的信道中傳輸，就必須用數(shù)字信號對載波進行調(diào)制，即用數(shù)字信號來調(diào)制某一較高頻率的正弦或脈沖載波，使已調(diào)信號能通過帶限信道傳輸。這種用基帶數(shù)字信號控制高頻載波，把基帶數(shù)字信號變換為頻帶數(shù)字信號的過程稱為數(shù)字調(diào)制。在接收端通過解調(diào)器把頻帶數(shù)字信號還原成基帶數(shù)字信號，這種數(shù)字信號的逆變換過程稱為解調(diào)。通常，把數(shù)字調(diào)制與解調(diào)合起來稱為數(shù)字調(diào)制，把包括調(diào)制和解調(diào)過程的傳輸系統(tǒng)稱為數(shù)字信號的頻帶傳輸系統(tǒng)。 數(shù)字調(diào)制的功能和要求如下：（1）頻譜搬移。頻譜搬移將傳送信息的基帶

2、信號搬移到相應(yīng)頻段的信道上進行傳輸，以實現(xiàn)信源信號與客觀信道的特性相匹配。頻譜搬移是調(diào)制、解調(diào)原始的最基本功能。（2）抗干擾，即功率有效性。調(diào)制要求已調(diào)波功率譜的主瓣占有盡可能多的信號能量，且波瓣窄，具有快速滾降特性；另外要求帶外衰減大，旁瓣小，這樣對其他通路干擾小。（3）提高系統(tǒng)有效性，即頻譜有效性。提高頻帶利用率，即單位頻帶內(nèi)具有盡可能高的信息率（b/s/Hz）。 下面介紹數(shù)字調(diào)制基本原理。通常，一個正弦波可用下式表示： S(t)=A(t)sint+(t)（3.1）式中:變量t代表時間，A是正弦波的振幅，是角頻率，是相位。所謂調(diào)制，就是用基帶信號，改變正弦波的三個參量（A，）之一（也可以是

3、其中的兩個），將其變?yōu)橐颜{(diào)數(shù)字信號。 由于基帶信號是數(shù)字信號，因此相應(yīng)地有三種基本調(diào)制方式，即幅移鍵控（AmplitudeShiftKeying，ASK）、頻移鍵控（FrequencyShiftKeying，F(xiàn)SK）和相移鍵控（PhaseShiftKeying，PSK）。其他調(diào)制方式，如差分（相對）相移鍵控（DifferentialPSK，DPSK）、正交（四相）相移鍵控（QuatemaryPSK，QPSK）和交錯（偏置）正交（四相）相移鍵控（OffsetQPSK，OQPSK）都是PSK的改型；而高斯型最小頻移鍵控（GMSK）是FSK的改型。各類二進制調(diào)制原理的波形如圖3-1所示。 圖3-1各

4、類二進制調(diào)制原理波形圖 移動信道的基本特征如下：帶寬有限，它取決于可使用的頻率資源和信道的傳播特性；干擾和噪聲的影響較大，這主要是由移動通信工作的電磁環(huán)境所決定的；存在著多徑衰落。 移動通信中的數(shù)字調(diào)制技術(shù)應(yīng)具有以下特點：（1）要有窄的功率譜和高的頻譜利用率。移動通信是一種多波道系統(tǒng)，調(diào)制信號功率譜帶外輻射對鄰道產(chǎn)生干擾，使性能下降。為了保證數(shù)字信息傳輸質(zhì)量，信號功率與干擾功率之比應(yīng)大于20dB，考慮到移動臺運動時的衰落深度可達2040dB，所以要求已調(diào)信號在鄰道的總輻射干擾低于2040dB。（2）誤碼性能好。移動通信環(huán)境以衰落、噪聲、干擾為特點，包括多徑瑞利衰落、頻率選擇性衰落、多普勒頻移和

5、障礙物阻擋的聯(lián)合影響。因此，必須根據(jù)抗衰落和干擾能力來優(yōu)選調(diào)制方案。誤碼性能的好壞實際上反映了信號的功率利用率的高低。 （3）能接受差分檢測，易于解調(diào)。由于移動通信系統(tǒng)接收信號的衰落和時變特性，相干解調(diào)性能明顯變差，而差分檢測不需載波恢復，能實現(xiàn)快速同步，獲得好的誤碼性能，因而差分檢測的數(shù)字調(diào)制方案被越來越多地應(yīng)用于數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)中。一般的數(shù)字調(diào)制技術(shù)，如幅移鍵控（ASK）、相移鍵控（PSK）和頻移鍵控（FSK），因傳輸效率低而無法滿足移動通信的要求。為此，需要專門研究一些抗干擾性能強、誤碼性能好、頻譜利用率高的調(diào)制技術(shù)，盡可能地提高單位頻帶內(nèi)傳輸數(shù)據(jù)的比特速率，以適應(yīng)移動通信的要求。目

6、前已在數(shù)字移動通信系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用的數(shù)字調(diào)制方案分為如下兩類： 恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)（不管調(diào)制信號如何變化，載波振幅保持恒定）。恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)有2FSK、MSK、GMSK、TFM和GTFM等。恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)的功率放大器工作在C類，具有帶外輻射低、接收機電路簡單等優(yōu)點，但其頻帶利用率比線性調(diào)制技術(shù)稍差一些。線性調(diào)制技術(shù)（已調(diào)信號的幅度隨調(diào)制信號線性變化）。使用多電平調(diào)制可以提高頻譜效率。例如，在理想條件下，8PSK和16QAM系統(tǒng)的頻譜效率分別可以達到3b/s/Hz和4b/s/Hz。若采用64QAM，低于模擬語音的頻帶寬度。但是，當頻譜效率提高時，解調(diào)器的復雜度和比特差錯率（BER）的增大已明顯變成

7、了制約因素。移動通信環(huán)境對利用幅度和相位攜帶信息的QAM也是一個嚴峻的挑戰(zhàn)。為了尋求頻譜效率和BER性能之間的折中，多載波調(diào)制（MCM）已成為移動通信應(yīng)用研究的熱點。其中，多載波16QAM調(diào)制技術(shù)將載波頻道分為M個子信道，按頻分設(shè)計M個16QAM信道，能適應(yīng)多徑時延擴散且不需構(gòu)造復雜的均衡器，已經(jīng)在數(shù)字移動通信中使用；正交頻分復用（OFDM）、多載波碼分多址（MC-CDMA）等，亦已成為受到廣泛關(guān)注的調(diào)制策略。圖3-2所示為數(shù)字調(diào)制技術(shù)的分類。 3.2數(shù)字頻率調(diào)制3.2.1二進制數(shù)字頻移鍵控（2FSK）設(shè)輸入到調(diào)制器的信號比特流為an，an=“1”或“0”，n=-+。當輸入為傳號“1”時，輸出

8、頻率為f1的正弦波；當輸入為空號“0”時，輸出頻率為f2的正弦波。FSK信號分為相位連續(xù)的FSK信號和相位跳變的FSK信號。FSK信號的波形及功率譜如圖3-3所示。 圖3-3FSK信號的波形及其功率譜 圖3-4相位不連續(xù)的2FSK信號波形與頻譜 該功率譜有如下特點：（1）2FSK信號的功率譜由連續(xù)譜和離散譜組成。其中，連續(xù)譜由兩個雙邊帶譜疊加而成，而離散譜出現(xiàn)在f1和f2兩個載頻位置上。（2）若兩個載頻之差較小，則連續(xù)譜呈現(xiàn)單峰；若載頻相差增大，則連續(xù)譜出現(xiàn)雙峰。相位不連續(xù)的2FSK信號的帶寬約為 (3.3)由于相位不連續(xù)的2FSK信號存在載頻線譜，浪費功率，因此只用于設(shè)備比較簡單的通信場合。

9、對于相位連續(xù)的2FSK信號，由于前后碼元是相關(guān)的，因此功率譜密度分析比較復雜?？梢缘玫降慕Y(jié)論是：如偏移指數(shù)h不是整數(shù)，則功率譜密度中無離散線譜，且當h0.7時，大部分功率譜位于2fb頻帶內(nèi)；當h較大時，大部分功率譜位于(2+h)fb頻帶內(nèi)；如h是整數(shù)，則出現(xiàn)載頻線譜。 相位不連續(xù)的2FSK信號，只要利用數(shù)據(jù)信號來選通兩個獨立的振蕩源,便可獲得所需的調(diào)頻信號；相位連續(xù)的2FSK信號可通過一只電壓控制的振蕩器來實現(xiàn)。FSK信號可采用包絡(luò)檢波法、相干解調(diào)法和非相干解調(diào)法等方法解調(diào)。需要指出的是，F(xiàn)SK調(diào)制在中、低速數(shù)字通信（如尋呼系統(tǒng)）中應(yīng)用較廣。 3.2.2最小頻移鍵控(MSK)1.最小頻移鍵控的

10、原理MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個相互正交（即相關(guān)函數(shù)等于零）的最小頻差，并要求FSK信號的相位連續(xù)，其調(diào)制指數(shù)為 MSK信號的表達式為 (3.4) （3.5) 為了保證相位連續(xù)，在t=kTb時應(yīng)有下式成立: 從而有 （3.6） 設(shè)0=0，則k=0或k。式(3.6)表明：本比特內(nèi)的相位常數(shù)不僅與本比特區(qū)間的輸入有關(guān)，還與前一個比特區(qū)間內(nèi)的輸入及相位常數(shù)有關(guān)。在給定輸入序列ak情況下，MSK的相位軌跡如圖3-5所示。 圖3-5MSK的相位軌跡 3.MSK調(diào)制器MSK信號表達式可正交展開為 (3.7) 其中, Ik為同相分量，Qk為正交分量。它們都與輸入數(shù)據(jù)有關(guān)。Ik支路數(shù)據(jù)和Qk

11、支路數(shù)據(jù)并不是每隔Tb秒就可能改變符號，而是每隔2Tb秒才有可能改變符號。Ik支路和Qk支路的碼元在時間上錯開Tb秒。若輸入數(shù)據(jù)dk經(jīng)過差分編碼（ak=dkdk-1）后，再進行MSK調(diào)制，則只要對cosk和akcosk交替取樣，就可恢復輸入數(shù)據(jù)dk。MSK信號也可以將非歸零的二進制序列直接送入FM調(diào)制器中來產(chǎn)生（要求調(diào)制器的調(diào)制指數(shù)為0.5）。MSK調(diào)制器的原理框圖如圖3-6所示。 圖3-6MSK調(diào)制器的原理框圖 4.頻譜特點MSK信號的功率譜如圖3-7所示，圖中還給出了QPSK信號的功率譜。從圖中可以看出，與QPSK相比，MSK信號的功率譜具有較寬的主瓣，其第一個零點出現(xiàn)在(f-fc)=0.

12、75處，而QPSK信號的第一個零點出現(xiàn)在(f-fc)=0.5處。當(f-fc)時，MSK的功率譜以(f-fc)Tb-4的速率衰減，比QPSK的衰減速率（f-fc)Tb-2快得多。MSK信號可以采用鑒頻器解調(diào)，也可以采用相干解調(diào)。圖3-7MSK信號的功率譜 3.2.3高斯濾波的最小頻移鍵控（GMSK）3.2.3高斯濾波的最小頻移鍵控（GMSK）盡管MSK信號已具有較好的頻譜和誤比特率性能，但仍不能滿足功率譜在相鄰頻道的取值（即鄰道輻射）低于主瓣峰值60dB以上的要求。 這就要求在保持MSK基本特性的基礎(chǔ)上，對MSK的帶外頻譜特性進行改造，使其衰減速度加快。實際上，MSK信號可以由FM調(diào)制器來產(chǎn)生

13、，MSK信號在碼元轉(zhuǎn)換時刻雖然保持相位連續(xù)，但相位變化是折線，在碼元轉(zhuǎn)換時刻會產(chǎn)生尖角，使其頻譜特性的旁瓣滾降緩慢，帶外輻射還相對較大。為了解決這一問題，可將數(shù)字基帶信號先經(jīng)過一個高斯濾波器整形（預(yù)濾波），得到平滑后的某種新的波形后再進行調(diào)頻，從而得到良好的頻譜特性，調(diào)制指數(shù)仍為0.5，如圖3-8示。 圖3-8GMSK信號的產(chǎn)生原理 高斯低通濾波器的沖擊響應(yīng)為 （3.8）式中：Bb為高斯濾波器的3dB帶寬。 GMSK的相位途徑如圖3-9所示。可見，GMSK消除了MSK相位途徑在碼元轉(zhuǎn)換時刻的相位轉(zhuǎn)折點。GMSK信號在一碼元周期內(nèi)的相位增量不像MSK那樣固定為/2，而是隨著輸入序列的不同而不同。

14、 圖3-9GMSK信號的相位途徑 對數(shù)字移動通信來說，調(diào)制方式的主要性能要求是節(jié)約頻帶和減少差錯概率，因此，要求調(diào)制信號的能量集中在頻譜主瓣內(nèi)，旁瓣的功率要小，且滾降要快。GMSK信號的功率譜密度如圖3-10所示。假設(shè)Bb為高斯濾波器的3dB帶寬，Tb為碼元寬度，參變量BbTb稱為高斯濾波器的3dB歸一化帶寬，BbTb越小，頻譜越集中。圖3-10GMSK功率譜密度 GMSK是恒定包絡(luò)調(diào)制，這是因為它屬于連續(xù)相位調(diào)制，不存在相位跳變點，而BPSK、QPSK由于存在明顯的相位跳變點，因此不屬于恒定包絡(luò)調(diào)制。在工程實現(xiàn)上，GMSK對高功率放大器要求低，功放效率高，所以，GMSK是一類性能最優(yōu)秀的二進

15、制調(diào)制方案。GMSK調(diào)制方式能夠滿足移動通信環(huán)境下對鄰道干擾的嚴格要求，它以良好的性能被泛歐數(shù)字蜂窩移動通信標準（GSM）所采納。GMSK信號的解調(diào)可以采用正交相干解調(diào)電路，但在移動通信中相干載波的提取比較困難，通常采用比特延遲差分檢測法。 圖3-11一比特延遲差分檢測電路框圖 比特延遲差分檢測電路框圖如圖3-11所示。設(shè)GMSK信號經(jīng)中頻濾波器后的輸出為 （3.9）如果在設(shè)計中頻濾波器時，使ITb=2k（k為整數(shù)），則有 （3.12） 判決時，R(t)和R(t-Tb)為信號的包絡(luò)，恒為正值，因而y(t)的極性取決于相位差(Tb)。因為在發(fā)送端調(diào)制時的規(guī)律是：當輸入為“+1”時，(t)增大；當

16、輸入“-1”時，(t)減小。所以，令判決門限值為零的判決規(guī)則為 y(t)0,判為“+1”y(t)0,判為“-1” 3.3數(shù)字相位調(diào)制3.3.1二相相移鍵控調(diào)制（PSK）設(shè)輸入比特率為an,an=“1”或“0”，則PSK的信號表達式為 （3.13） 即當輸入為0時，信號的附加相位為0；當輸入為1時，對應(yīng)的信號附加相位為。PSK信號可分為絕對PSK和相對PSK。相對調(diào)相實際上就是原始信碼經(jīng)過相對碼變換后再進行絕對調(diào)相，通常采用相對調(diào)相的目的是為了克服絕對調(diào)相時在接收端出現(xiàn)的相位模糊問題。信號波形如圖3-12所示。 圖3-12數(shù)字調(diào)相波形（a)二相絕對調(diào)相2PSK波形；(b)二相相對調(diào)相2DPSK波

17、形 3.3.2QPSK和OQPSK調(diào)制為了提高頻譜利用率，提出多進制移相鍵控（MPSK）。圖3-13給出了4PSK（QPSK）信號相位和時間波形圖。已調(diào)信號有四種不同的相位值，與四進制數(shù)字信號相對應(yīng)。為了將二進制數(shù)字信號變換為四進制，應(yīng)將輸入數(shù)字信號每兩個比特分成一組，共有00、01、10、11四種雙比特碼組。 圖3-13QPSK信號相位和時間波形圖 假定輸入二進制序列為an，an =+1或-1，則在kTst(k+1)Ts(Ts=2Tb)的區(qū)間內(nèi)，QPSK產(chǎn)生器的輸出為S(t)=Acos (ct+k)(令n=2k+1) （3.15） OQPSK調(diào)制與QPSK調(diào)制類似，不同之處是在正交支路引入了

18、一個比特（半個碼元）的時延，這使得兩個支路的數(shù)據(jù)不會同時發(fā)生變化，因而不可能像QPSK那樣產(chǎn)生的相位跳變，而僅能產(chǎn)生/2的相位跳變。因此，OQPSK的旁瓣要低于QPSK的旁瓣。 但是在多徑衰落信道下，相干載波的恢復比較困難，相干檢測往往導致比非相干檢測性能更差。在差分檢測中，OQPSK比QPSK性能差，原因是OQPSK在差分檢測中引入了碼間干擾。QPSK和OQPSK調(diào)制共同的缺點表現(xiàn)為：功率譜旁瓣占有的能量大，要求有較寬的帶寬；而且，在QPSK和OQPSK輸出端必須有復雜的濾波器限帶，否則在移動通信中很難滿足鄰道干擾小于60dB的要求。 對于上述問題，人們不采用8PSK，是因為其功率譜雖然集中

19、，但抗干擾能力差,人們在尋求更適合移動信道的調(diào)制技術(shù)。圖3-14畫出了用正交調(diào)幅法產(chǎn)生QPSK和OQPSK信號的調(diào)制器。但在對四相絕對相移鍵控信號的相干解調(diào)中，存在著因相干載波初相位不確定而導致解調(diào)器輸出基帶數(shù)字信號極性不確定的問題，即相位模糊的問題。因此，實際中一般采用四相相對相移鍵控（QDPSK）。QDPSK是絕對碼經(jīng)相對碼變換（差分編碼）后再進行絕對相移鍵控。 圖3-14QPSK和OQPSK調(diào)制器(a)QPSK調(diào)制器；(b)OQPSK調(diào)制器 3.3.3/4-QPSK調(diào)制 /4-QPSK是在常規(guī)QPSK調(diào)制的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，是對QPSK信號特性進行改進的一種調(diào)制方式。一是將QPSK的最大

20、相位跳變降為3/4，從而改善頻譜特性；二是改進解調(diào)方式，QPSK只能用相干解調(diào)，而/4-QPSK既可采用相干解調(diào)，也可采用非相干解調(diào)。 圖3-15/4-QPSK信號的相位狀態(tài)圖3-16/4-QPSK調(diào)制器的原理框圖 設(shè)已調(diào)信號為 （3.16） 式中，k為kTst(k+1)Ts之間的附加相位。當前碼元的附加相位是前一碼元的附加相位k-1與當前碼元的相位跳變量k之和，即 （3.17） 從而有 （3.18） 其中， 則 （3.19） 這是/4-QPSK的一個基本關(guān)系式，它表明了前一碼元兩正交信號Uk-1和Vk-1與當前碼元兩正交信號Uk和Vk之間的關(guān)系，它取決于當前碼元的相位跳變量k，而當前碼元的相

21、位跳變量k又取決于差分編碼器的輸入碼組SI、SQ。四種輸入碼組分別對應(yīng)每個相位點有四種相位跳變量。它們的關(guān)系見表3-1。 表3-1/4-QPSK的相位跳變規(guī)則 /4-QPSK是一種相移鍵控技術(shù)，從最大相位跳變來看，它是OQPSK和QPSK的折中。它可以相干解調(diào)，也可以非相干解調(diào)。/4-QPSK的最大相位變化是135，而QPSK是180，OQPSK是90。因此，帶限/4-QPSK信號比帶限QPSK有更好的恒包絡(luò)性質(zhì)，但是對包絡(luò)的變化比OQPSK更敏感。/4-QPSK最吸引人的特性是它能夠進行非相干解調(diào)，這使接收機的設(shè)計大大簡化。還有，在多徑擴展和衰落的情況下，/4-QPSK比OQPSK的性能更好

22、。通常/4-QPSK采用差分編碼，以便在恢復載波中存在相位模糊時，實現(xiàn)差分檢測或相干解調(diào)。 2./4-QPSK解調(diào)原理/4-QPSK信號可以用相干檢測、差分檢測或鑒頻器檢測。/4-QPSK中的信息完全包含在載波的相位跳變k當中，便于差分檢測?；鶐Р罘謾z測的方法是：基帶和IF差分檢波先求出相位差的余弦和正弦函數(shù)，再由此判決相應(yīng)的相位差。如圖3-17所示，輸入的/4-QPSK信號利用兩個與發(fā)射機端未調(diào)載波同頻但不一定同相的本地振蕩器信號進行正交解調(diào)。重要的是要保證接收機本地振蕩器頻率和發(fā)射機載波頻率一致，并且不漂移。載波頻率的任何漂移都將引起輸出相位的漂移，導致誤碼（BER）性能的惡化。圖3-17

23、基帶差分檢測電路 設(shè)接收信號為 （3.20） S(t)經(jīng)過相乘器、低通濾波器后輸出兩路信號Ik和Qk，分別為 (3.21) 式中：0是本地載波信號的固定相位值；Ik、Qk取值為1,0, 。 令基帶差分解碼的規(guī)則為 (3.22) 將Ik和Qk代入式（3.22)并化簡后可以得到： （3.23） 可見，通過解碼的運算，消除了本地載頻和信號的相位差0，使得Xk和Yk只與k相關(guān)。根據(jù)調(diào)制時的相位跳變規(guī)則，可使判決規(guī)則為：Xk0時，判為“+1”;Xk0時，判為“-1”;Yk0時，判為“+1”;Yk0時，判為“-1”。獲得的結(jié)果經(jīng)并串變換后，即可恢復所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。除基帶差分檢測外，還有中頻延遲差分檢測和鑒頻

24、器檢測。中頻延遲差分檢測電路的特點是在進行基帶差分變換時，利用接收信號延遲1bit后的信號作為本地相干載波，無需使用本地相干載波。FM鑒頻器檢波是用非相干方式直接檢測相位差。關(guān)于中頻延遲差分檢測和鑒頻器檢測，這里不再詳述。盡管每種技術(shù)的實現(xiàn)方式不同，但性能上基本相同。實踐證明，/4-QPSK信號具有頻譜特性好，功率效率高，抗干擾能力強等特點，可以在26kb帶寬內(nèi)傳輸3242kb數(shù)字信息,因而在數(shù)字移動通信，如IS-136、PDC、PACS等系統(tǒng)中獲得了應(yīng)用。 3.3.4復四相擴頻調(diào)制（CQPSK）擴頻系統(tǒng)的調(diào)制是二次調(diào)制，即第一次為擴頻碼調(diào)制，第二次為載波調(diào)制。解調(diào)時首先進行載波解調(diào)，再進行擴

25、頻碼解調(diào)。這里介紹應(yīng)用于WCDMA和CDMA2000系統(tǒng)的復四相擴頻調(diào)制與解調(diào)。復四相擴頻調(diào)制與解調(diào)結(jié)構(gòu)原理分別如圖3-18和圖3-19所示。CQPSK屬于正交四相調(diào)制。實現(xiàn)時，發(fā)送端首先將信源輸出的基帶信號分為I、Q正交的兩個支路，然后對每路進行復四相調(diào)制。也就是說，CQPSK相當于I、Q兩路獨立的四相調(diào)制，其中每路都具有一般QPSK的性能，因此頻譜效率比QPSK高一倍。 圖3-18復四相擴頻調(diào)制原理框圖 圖3-19復四相擴頻解調(diào)原理框圖 理想的擴頻、解擴的第一次調(diào)制不影響第二次調(diào)制、解調(diào)的性能。擴頻系統(tǒng)中與未擴頻的常規(guī)調(diào)制、解調(diào)（第二次調(diào)制與解調(diào)）具有相同的理論性能。在CDMA2000以及

26、WCDMA的擴頻調(diào)制中，廣泛采用CQPSK及其進一步組合改進的混合移相鍵控HPSK（HybridPhraseShiftKeying），其結(jié)構(gòu)如圖3-20所示。 圖3-20HPSK原理框圖 3.4正交振幅調(diào)制（QAM）為了在頻帶受限的信道上傳輸更多的數(shù)據(jù)，人們不斷地研究如何提高頻譜利用率。一般來說，多進制的幅度調(diào)制或相位調(diào)制都能在相同的頻帶寬度內(nèi)提高數(shù)據(jù)傳輸速率。但是，隨著進制數(shù)M值的增加，在信號空間中，即星座中各信號點之間的最小距離要減小，相應(yīng)的信號判決區(qū)域也要減小，因而當信號受到噪聲干擾時，接收信號產(chǎn)生錯誤的概率也將隨之增大。為了不增加接收信號的誤碼率，必須增加信號的發(fā)送功率。因此，多進制調(diào)

27、制技術(shù)之所以能提高其頻譜利用率，往往是以犧牲其功率利用率為代價的。于是，提出了所謂數(shù)字調(diào)幅調(diào)相，又稱為幅度相移鍵控（APK），它是將調(diào)幅和調(diào)相結(jié)合起來的一種調(diào)制方式。這種調(diào)制方式，在給定M和誤碼率條件下比PSK的功率利用率高，但設(shè)備要復雜一些，對信道的非線性也要敏感一些。下面對16APK信號做一簡單介紹。16APK的兩種星座安排分別如圖3-21(a)、(b)所示。為了便于比較，圖（c）中還畫出了16PSK的星座表示，16PSK信號只有一種幅度，即恒定包絡(luò)線，沒有幅度調(diào)制，但有16種相位變化；圖（a）有3種幅度變化，其中兩種幅度伴有4種相位變化，1種幅度伴有8種相位變化；圖（b）的星座有4種幅度

28、，4種相位變化，它們都組成具有16點的星座。其中圖（a）就是16QAM信號星座。 圖3-2116APK、16QAM和16PSK星座圖(a)16APK，16QAM；(b)16APK；（c)16PSK 16PSK信號的最大功率與平均功率是一樣的，而對于16QAM，當各信號點等概率出現(xiàn)時，最大信號功率與平均功率相差約2.55dB，因此，如要求在平均功率相等的條件下比較，16QAM的抗噪聲性能優(yōu)于16PSK。正交振幅調(diào)制的一般表示式為 （3.24） 式(3.24)由兩個相互正交的載波構(gòu)成，每個載波被一組離散的振幅Am、Bm所調(diào)制，故稱這種調(diào)制方式為正交振幅調(diào)制。式中：Tb為碼元寬度；m=1，2，M，M

29、為Am和Bm的電平數(shù)。 對QAM調(diào)制而言，如何設(shè)計QAM信號的結(jié)構(gòu)不僅影響到已調(diào)信號的功率譜特性，而且影響已調(diào)信號的解調(diào)及其性能。常用的設(shè)計原則是在信號功率相同的條件下，選擇信號空間中信號點之間距離最大的信號結(jié)構(gòu)，當然還要考慮解調(diào)的復雜性。 由圖3-21可知，16PSK相鄰信道距離 16QAM相鄰信道距離 ，其中L為兩個正交方向（x、y軸）上的電平數(shù)，此處L=4。D16QSM超過D16PSK約1.64dB。實際上，應(yīng)該在信號的平均功率相等的條件下，對上述信號點距離進行比較?？梢宰C明，QAM信號的最大功率與平均功率之比為1.8；而16PSK的平均功率等于最大功率（恒定包絡(luò)）。所以在平均功率相等的

30、條件下，16QAM的相鄰信號距離超過16PSK的相鄰信號距離約4.19dB。但即使在白噪聲條件下，16QAM調(diào)制要想達到10-4的誤碼率，所需的信噪比也高達32dB。如直接把它用到移動通信中，所需的信噪比會更高，不太現(xiàn)實。因此，將QAM應(yīng)用到移動通信中時，需要采取衰落補償措施。 QAM的調(diào)制和相干解調(diào)框圖如圖3-22所示。在調(diào)制端，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過串/并變換后分為兩路，分別經(jīng)過2電平到L電平變換，形成Am和Bm。為了抑制已調(diào)信號的帶外輻射， Am和Bm還要經(jīng)過預(yù)調(diào)制低通濾波器，才分別與相互正交的各路載波相乘。最后將兩路信號相加，就可得到已調(diào)輸出信號y(t)。 圖3-22QAM調(diào)制解調(diào)原理框圖(a)

31、調(diào)制原理框圖；(b)解調(diào)原理框圖 在接收端，輸入信號與本地恢復的兩個正交載波信號相乘后，經(jīng)過低通濾波器、多電平判決、L電平到2電平變換，再經(jīng)過并/串變換，就可以得到輸出數(shù)據(jù)。常用的一種QAM的信號空間如圖3-23所示，這種星座稱為方型QAM星座。這種QAM可以看成脈沖振幅調(diào)制信號之和。為改善方型QAM的接收性能，還可以采用星型QAM星座，如圖3-24所示。將十六進制方型QAM和十六進制星型QAM進行比較，可以發(fā)現(xiàn)，星型QAM的振幅環(huán)由方型的3個減少為2個，相位由12種減少為8種，這將有利于接收端的自動增益控制和載波相位跟蹤。圖3-23方型QAM星座(a)4QAM；(b)16QAM；(c)64Q

32、AM 圖3-24星型QAM星座 (a)4QAM；(b)16QAM；(c)64QAM CDN5W2ZtVaFfcFCdK1v2%d+vLS#7GwURu(w2X(CMBcRrdkVYC0qRi1bV32!OIRfaKZ#XZ3Dx&2&QDAQnvbJ)kOpoPM&qZjAv*$dNjYitcu2%&XzWL%wc&I7k2gR-csUvz4jg4%Z3HJiHU&bFnAhWGvr1roUFHR$%M609CV1nYN-YsR2q#YJ$Bqmi5JXBHA0y3Y(CMBcT5h8FATiYtZvJoLQLEEV97zc2)XzGKhADzyHARwD$q#e3h%b8%Z33Q+OPx9

33、YNWb9x3Sxr11zDoD)nymS%Ss(dbPSkK$9zsu-&a&Ac3iHsAWj*T$40lX-pZHTc(0h1!(ak#RKAuBGVx-Rt5HC6lZal4YsY6%4Qw7#N*Tn6zK*+3H%QtuKL9*o49j9iW*C0#K25Hfps!znX)!oh7P5p+gItBIgJYNaaQpqIz!$05K20M)Ulz9x#g2q#GiWzkQ51-9ySsdn+gE$4b+Bf%pyJcT5mJ4W-AB1mD+MxkkxMuzs8rcepP2MDoF2%8wxk2S82FqOJVjOa0BcaZI*xiJ5XyxrPqNHDV8S-ePw%ey)sdb

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35、VAL8U)iQxIkZTWZSuP)SkK-s2-r6v)E8AGkv*LAn2yD86nO7uBkGmpF#6a$h2dD0 xTXzUhuyAK+NY%yf0QkB8YgtzGK9gWTx8SA0N!A3)YUF9iXQIugh-9l7Ys-1V*(RXr7HHl$elBWrk2w7ZpSqGp2vgaFYuwO%(O&pb!ixcCvC!xR+V$KPSB(As8u3-QfiNLQD8mCpe&8KDb%KfkHpNjCDmgYi(Xe-tLGHO)u$4wEL$EvmF&+PQMYSo%k7OmJz7HcH#wgqc&qQVXtjbqxbCzEo#XU4J$96D(csv+n4HZq

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