哈工大電機新技術論文

1、Harbin Institute of Technology電機新技術院 系：電氣工程及自動化姓名：XXX學號：XXXX2012年5月基于高頻注入法的交流永磁同步電機的控制系統(tǒng)研究摘要：電動汽車是解決能源危機和環(huán)境污染這兩大難題的重要途徑，因而逐漸成 為新一代交通工具的主要發(fā)展方向。鑒于永磁同步電動機（PMSM）具有體積小、 效率高、功率密度高等優(yōu)點，已經(jīng)在電動汽車的驅(qū)動系統(tǒng)中得到廣泛應用。為了 進一步降低電動汽車電氣驅(qū)動系統(tǒng)的成本與復雜性，并提高控制系統(tǒng)的可靠性， 永磁同步電機無傳感器矢量控制系統(tǒng)成為當前亟待解決的問題。本文針對這一問 題，設計了基于高頻注入法的永磁同步電機無傳感器矢量控制系

2、統(tǒng)。針對純延時 濾波、鎖相環(huán)、同步軸高通濾波等環(huán)節(jié)的實現(xiàn)方法、參數(shù)的選取和關鍵技術進行 了深入的分析和探討。關鍵詞：永磁同步電機無傳感器矢量控制高頻注入鎖相環(huán)一、高頻注入法估計轉子位置和轉速的基本原理高頻注入法估計轉子位置和轉速基本原理為：通過在電機端注入一個三相平 衡的高頻電壓（或電流），利用電機內(nèi)部固有的或者人為的不對稱性使電機在高 頻信號激勵下產(chǎn)生響應，通過檢測高頻電流（或高頻電壓）響應來提取轉子位置 和速度信息。高頻注入法可以分為旋轉高頻注入法和脈振高頻注入法，根據(jù)注入 信號的性質(zhì)又分為高頻電壓注入法和高頻電流注入法，不管采用何種形式的高頻 注入法均要求電機內(nèi)部具有凸極效應，第二章中已

3、經(jīng)介紹了本文的研究對象內(nèi)置 式永磁同步電機的結構，其Ld L，電機呈凸極特性，而且該凸極不受定子電 流的影響，采用高頻注入法追蹤轉子位置具有很強的魯棒性。本論文采用的是旋 轉高頻電壓注入，框圖如圖1-1所示。下面詳細分析旋轉高頻電壓注入法估計轉子位置 的基本原理。圖1-1旋轉高頻電壓注入法框圖 永磁同步電機在兩相靜止坐標系下的電壓方程為:磁鏈方程為:-R0 一i p0 -a=sa+a0Ri0p _wL p J1sL p1L p永磁同步電機在兩相靜止坐標系下的電壓方程為:-R0 一i p0 -wa=sa+au0Ri0p _wp1sp1p（1-1）waw-PJL-0Lcos 02 )-0Lrr-0

4、Lsin 02 )L +0L crrs .Os（回）W .siiB（）式中，L = （L + L ）/2為平均電感，AL = （L - L ）/2為定子差分電感，w為永磁q dq df體磁鏈，0為轉子位置角，R為定子電阻，u,i,L,w分別表示定子電壓、電流、電感及磁鏈，下角標a, P, d, q分別表示個物理量在其軸上的分量。電機的電感為多變量的復雜函數(shù)，為了簡化分析，上述永磁同步電機模型中(1-3)忽略電動機鐵芯的飽和和渦流及磁滯損耗，因此電機繞組電感的變化是由交直軸 磁阻的變化引起的，而每相繞組的磁阻是隨著轉子位置的變化而變化的，因此電 感只為轉子位置的函數(shù)。在靜止坐標系（。為軸上分別注

5、入高頻電壓信號：ua iuP i=Vsico皿)z :i|_sinn(t)i=V ejs,si（1-4）式中，vsi為注入的高頻電壓信號的幅值，多為注入的高頻電壓信號的角頻率。 當電壓頻率很高時，電機的定子阻抗主要為電感，在定子電阻上的壓降忽略不計，wa=paVwL pp因此有:（1-5）又由于電機旋轉速度遠小于高頻電壓的頻率，可得高頻電壓產(chǎn)生的高頻電流響應 為： TOC o 1-5 h z 兀c兀i一L p i HYPERLINK l bookmark68 o Current Document I cos( t ) +1 cos(20 t + )ipi 2 inr i 2丸、丸、（1-6）

6、HYPERLINK l bookmark74 o Current Document I sin( t ) +1 sin(20 t + )ipi 2 inr i 2其中，I.、I.分別為定子正序、負序電流分量。由上式（1-6）可知，由注入高頻電壓信號得到的電流響應中，包含有轉子 的位置角信息，即低頻轉子位置角信息對高頻電流進行了調(diào)制作用。所形成的電 流矢量中包含有三個分量信息：第一個是與注入的高頻電壓信號同向旋轉的正序 分量，第二個是與注入的高頻電壓信號反向旋轉的負序分量；第三個零序分量只 存在于不對稱三相系統(tǒng)中。對于對稱的三相系統(tǒng)，定子電流矢量可表示為： TOC o 1-5 h z HYPER

7、LINK l bookmark80 o Current Document 兀兀i = I ej（亍+1 ej（20廣+板）ap i ipin（1-7）由上式（1-7）可以看出，轉子的位置信息只存在于電流的負序分量中，因 此子的位置估算主要依據(jù)上式得出。高頻電流響應在轉子旋轉坐標系下，i在d，q軸的分量i、i.可分別表 dqidi qi示為：瓦冗冗 Ci = I cos( t 0 ) +1 cos(0 co t + ) = (I +1 )cos( co t 0 ) di ipi 2 r in HYPERLINK l bookmark56 o Current Document -，冗-i ：、qi

8、 ipi 2 r inr i 2ip ini 2 r冗、，、， 冗 c、=I sin(o t 0 ) +1 sin(0 co t + ) = (I I )cos( co t 0 )ip in（1-8）且上式（1-8）滿足:l-diHq= 1（ 1-9）（I +1 ）2 （I -1 ）2ip inip in由數(shù)學關系可知，在轉子旋轉坐標系下高頻電流相應的兩個分量所形成的軌 跡是以（I. +I）為長軸，（I -I.）為短軸的橢圓，且橢圓的長軸與轉子旋轉坐標 ip inip in系的d軸重合，則可知橢圓的長軸與a軸的夾角就是所需要計算的轉子位置角。 圖1-2即為轉子在不同位置下的高頻電流的軌跡圖。由

9、圖可見，在轉動過程中， 橢圓形狀一直未變，則說明電機只存在一個空間凸極。圖1-2轉子在不同位置下的高頻電流的軌跡圖在兩相靜止坐標系下的電機定子側注入高頻電壓信號p的原理圖如下圖afi1-3所示。將高頻電壓信號加載到電流調(diào)節(jié)器的輸出端，得到的電流矢量只包含 正序和負序分量，但轉子的位置信息只包含在電流信號的負序分量中，將得到的 電流響應信號變換到與載波電壓信號同步的參考坐標系上，則正序的電流信號變?yōu)橹绷髦担梢院苋菀椎挠酶咄V波器濾除。所以系統(tǒng)采用同步軸高通濾波器去 除基波分量和正序分量，則余下的負序分量可以被用來跟蹤轉子的凸極，實現(xiàn)轉 子位置的檢測。本系統(tǒng)利用電機作為旋轉變壓器，逆變器為載波注

10、入的信號源。圖1-3高頻電壓信號注入的原理圖二、基于凸極跟蹤的轉子位置檢測方法為了從負序電流分量中提取出轉子的位置信息，就必須濾除掉電機電流中的 基頻電流分量，低次諧波電流分量以及PWM開關諧波電流分量以及正相序電流 分量1，24。由于基頻電流分量，低次諧波電流分量以及PWM開關諧波電流分 量與高頻電流響應的頻率差值較大，它們可以經(jīng)過一般的帶通濾波器進行濾除。 設計帶通濾波器需要滿足以下幾個條件：（1）經(jīng)過濾波器后高頻電流信號的幅值 衰減及相位滯后都最??；（2）同時經(jīng)過濾波器后基頻的電流值及PWM開關電流 值的幅值衰減最大。本文采用時間延時電路再與原直軸電流信號做差的方法來實 現(xiàn)濾波，時間延時

11、電路如下圖2-1所示。圖2-1時間延時電路原理圖一般設置的延時時間為高頻電流信號的半個周期，即TK / W，再將其與延時前的電流做差。-ia-ia b + ia i i p_i P b + i P i _上式中 對于a檢測得到的兩相直軸電流為：兀I cos( t 甲)+1 cos( t ) +1 cos(2 t t +Bripi 2 inr i兀I sin( t一平)+1 sin( t) +1 sm(2 t一 t +)Bripi 2inI)兀、，2)(2-1)i b，i b為基頻電流。軸:當電流信號延時T-兀/ w.后，可得:兀i = I c o 項一甲一w +1 c o s (c2，-上式再

12、與延時前電流信號做差，rwi兀+ 一兀i2可得：兀+) I cco sTt 兀i p 2(2-2)i - i -21 siw(t -甲-兀、-)Wi2wrii(2-3)兀21 cos(w t 一 ) + 21 cos(2w t w t +ipi 2 inr i9而且又由上式可知，基頻電流信號經(jīng)過延遲后減小到原來的2sin(wr 兀/2w,) 由于高頻信號的頻率Wi遠大于基頻信號的頻率 r，則基頻電流信號的幅值經(jīng)過 延遲后已經(jīng)變得非常小，可以很好的濾除掉了；與此同時，經(jīng)過延遲環(huán)節(jié)后，高 頻信號的幅值增大為原來的兩倍，這樣就可以很容易的將基波電流信號率除掉了。 而且從上述分析可知每經(jīng)過一次延遲將衰

13、減基頻信號，同時增大高頻信號，系統(tǒng) 連續(xù)用兩次延遲，則可以更好的實現(xiàn)對無用信號的濾除及對高頻電流信號的提取。 而且通過這一環(huán)節(jié)并不會造成高頻電流信號的相位滯后，可以提高估計轉子位置 的精度。對于負相序高頻電流分量，由于它與轉子的凸極位置信息相關，當轉子旋轉 在不同的位置時，負相序的高頻電流分量的矢量位置也將不同，而且當轉子的轉 速非常低時，正、負相序的電流矢量的頻率也將非常接近，特別是當轉速達到零 時兩者的頻率達到一致，只是矢量的方向相反，這時常規(guī)濾波器將不能濾除掉正 相序電流分量。鑒于此，本文選擇同步軸高通濾波器(SFF)來實現(xiàn)對包含轉子 位置信息的負相序電流的提取。SFF是通過坐標變換將高

14、頻電流矢量變換到與 注入的高頻電壓矢量同步旋轉的坐標系中，則正相序電流分量變?yōu)橹绷髁浚梢?很容易的通過高通濾波器率除掉。同步軸高通濾波器的原理圖結構如下圖2-2 所示。僅幾赫茲，這樣可以使信號在濾波后失真很小。到現(xiàn)在，基頻電流以及低次諧波 電流、PWM開關諧波電流、正相序電流都先后被濾除掉了，剩下的就只有負相 序高頻電流分量，可以被用來跟蹤轉子凸極的有用信息，其矢量表達式為：I。，=ej(2 er -e.( t)+兀2)從負相序高頻電流信號中提取轉子位置信息的方法很多，例如兩輸入信號的 反正切的方法，這種方法由于測得的高頻電流信號本身存在較大的噪聲干擾，則 利用反正切變換所得到的轉子位置信息

15、也將存在較大的噪聲干擾，從而影響估計 的轉子位置精度。若使用濾波器濾除噪聲，又將導致估計值的相位滯后，影響位 置信號的動態(tài)跟蹤性。本文采用鎖相環(huán)的方法來估計轉子的位置，鎖相環(huán)的結構 一般包括6鑒相器、環(huán)路濾波器及壓控振蕩器三部分，它的基本結構如下圖2-3 所示。圖2-3鎖相環(huán)基本機構圖鎖相環(huán)基本結構中鑒相器的作用是將外部的輸入信號與鎖相環(huán)的輸出信號進行 相位比較，產(chǎn)生的誤差信號通入環(huán)路濾波器，用輸出電壓控制壓控振蕩器，最后 達到輸出、輸入信號的頻率和相位一致，這時環(huán)路即達到“鎖定”狀態(tài)，據(jù)此可 以實現(xiàn)對轉子位置的準確跟蹤。應用外差法(即相當于鎖相環(huán)的鑒相器)可得轉子位置的誤差信號為：e = i

16、 cos 02-o t- ) is。n-(a2 豐 i) 0 s-Dn 2 () (2-5)誤差e為環(huán)路濾波器PI調(diào)節(jié)器的輸入，當2(0 -0 ) 咳sin 2(0 -0 )牝2(0 -0 ) r r - 6r rr r則上式(2-4 )可變?yōu)椋篹 = 2i 0-0 )(2-6)應用外差法可以獲得與相位誤差成正比的跟蹤誤差信號，只要通過調(diào)節(jié)使跟 蹤的誤差信號趨近于零，既可以保證轉子的位置估計角趨近于真實值。將得到的誤差值通入PI調(diào)節(jié)(相當于鎖相環(huán)中的環(huán)路濾波器)，得到轉速 信號值，再經(jīng)過積分環(huán)節(jié)(相當于鎖相環(huán)中的壓控振蕩器)，就可以得到轉子位 置的估計值。基于外差法的鎖相環(huán)路基本結構如下圖2-

17、4所示： 9,-畔J硝成：- qr)圖2-4基于外差法的鎖相環(huán)基本結構由上圖2-4可知， TOC o 1-5 h z & = ke(2-7)0 二 + k e(2-8)上式中，員為轉子速度的估計值L a,為轉子位置的估計值，k、k為 增益值，為轉子位置的誤差信號。由上述的鎖相環(huán)基本結構圖可得鎖相環(huán)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：G (s)=k2I k +-i ) k1 + 2I (k + i)21 k s + 21 kinpinis 2 + 21 k s + 21 kin pin i2 物 s + w 2 s 2+ 2w s + nn其中，&為阻尼系數(shù);其值可表示為：W為無阻尼自振蕩角頻率。系統(tǒng)誤差傳遞

18、函數(shù)為：o =21 kn k f 1 e=72? X i(2-9)(2-10)(2-11)E (s) = 1 - G (s) = (2-12)s 2 + 2&o s + o 2由反饋控制原理可知，(2-9 )的傳遞函數(shù)對于知坡及階躍函數(shù)的穩(wěn)態(tài)響應為零， 說明在恒轉速階段，速度及角度響應均無靜差7。當輸入信號的頻率大于 時， 鎖相環(huán)將不能再跟蹤參考信號的相位及頻率。當輸入的位置信號為加速度悟號時， 鎖相環(huán)的輸出是存在誤差的，假設輸入的位置加速度信號為:0 (t) = at2(2-13)對上式(2-13)做拉氏變換得：0 (s) = a(2-14)應用拉氏變換的終止定理，可得穩(wěn)態(tài)誤差為：a a(2

19、-15)AO = lim s - 一 - E(s)=由上式(2-13 )可以看出，轉子的位置誤差與加速度成正比。三、磁極極性的判別高頻電壓信號注入法是以永磁同步電機的凸極性為基礎的，但是該方法存在 磁極的極性不確定性。當定子的電樞磁勢與永磁體的磁勢垂直時89電機的啟 動轉矩最大，卻有90度和270度之分，即有N極和S極的磁極極性分別。 若為90度時，電機將以最大轉矩起動，但若為270度時，電機將以最大轉矩反 向起動。則只有確定電機的N極及S極，才能確保電機的正確啟動。當考慮電機的轉子磁路飽和效應時，由注入高頻電壓產(chǎn)生的高頻電流相應變 為： TOC o 1-5 h z 口Xi = I ej3廠2

20、)+1 * ?氣+ 2 +)I2ej(叫-乓 +wp +13ej(- 呷+電 +的)(3-1) apzipin上式中第一項為正相序電流分量，第二項為負相序電流分量，第三、四相為飽 和電流分量。為了提取飽和電流分量，將飽和電流分量乘以e- j2性，再將其通過 低通濾波器，得：& = I ej(電 +wp) e-j +wp 箜(I)cos( - )(3-2)pol 22r r. . . 一 一 一 . . 、當估計的轉子位置信息與實際的轉子位置信息一致時，cos(9 -9 ) = 1即 r r一一人一，4一, 、一 一一 .9 =9反之，若cos(9r-9r) = -1即9r-9r = x因此，通過判斷&的正負值r rpol就可以檢測出轉子的N、S極，實現(xiàn)對估計的轉子位置的補償。磁極極性檢測的原理圖如下圖3-1所示。圖3-1磁極極性檢測的原理圖四、參考文獻1馬憲民，電動汽車的電氣驅(qū)動系統(tǒng)，西安公路交通大學學報，2001，21(3)： 8386 陳清泉，孫立清，電動汽車的現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢，交通，2005, 23(4)： 2428Hui Wang ; Changsong Wang ; Yafeng Deng ; Zhiyu Wang ; Hongxia Liu Info