移相全橋全參數(shù)計算

1、1、介紹在大功率服務器件中，為滿足高效和綠色標準，一些供電設計師們發(fā)現(xiàn)使用移相全橋轉(zhuǎn)換器更容易。這是 因為移相全橋變換器可以在轉(zhuǎn)換器原邊獲得零切換。這個應用程序的目的是設計報告審查的600W移相全橋 變換器在電力系統(tǒng)中，利用TI的新UCC28950移相全橋控制器,并基于典型值。在生產(chǎn)設計需要修改的值最壞 情況的條件。希望這些信息將幫助其他電源設計者的努力設計一個有效的移相全橋變換器。表1設計規(guī)描述最小值典型值最大值輸入電壓370V390V410V輸出電壓11.4V12V12.6V允許輸出電壓瞬變600mV加載步驟90%輸出電壓600W滿負荷效率93%電感器切換頻率200kHz2、功能示意圖VF

2、SEFGNID才VFSEFGNID才EA*VW33IEA-QWTA:;COMPOUIS21孫ENQWTGanDELABOUTD虧DCLCDourcIBDELEFOUTFIMHINSYNCIERTGSFtSUM14ADELEF言3、功率預算為滿足效率的目標，一組功率預算需要設定。IPbudget = Pout 4= 45.2 W I n J4、原邊變壓器計算T1變壓器匝比(a1):估計場效應晶體管電壓降(VRDSON):Vrdson =。.3 V基于最小指定的輸入電壓時70%的占空比選擇變壓器。VquT VrDSON基于平均輸入電壓計算典型工作周期(DTYP)-0.66(Vqjt，Vrdscn)

3、*-0.66(V|N 2x VpjpgQN )輸出電感紋波電流設置為輸出電流的20%。LoutPwtN.2-10ALoutPwtN.2-10A需要注意在選擇變壓器磁化電感的正確數(shù)值(LMAG)。下列方程計算主變壓器(T1)的最低磁化電感，確保變頻 器運行在電流型控制。如果LMAG太小，磁化電流會導致變換器運行在電壓模式控制代替peak-current模式。 這是因為磁化電流太大，它將作為PWM坡道淹沒RS上的電流傳感信號。2.76mHII Mn-（1 Dtyp）2.76mH危房.3一5二圖2顯示了T1原邊電流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF電流對同步整流柵驅(qū)動電流的反應。注意I(QE

4、) I(QF) 也是T1的次級繞組電流。變量D是轉(zhuǎn)換器占空比。Figure 2.T1 Figure 2.T1 Priimary and QE and QFFET Currents計算T1次級均方根電流(ISRMS):| BUT55 A45 APqlttloutL1S2 =卜呂 50 A副邊均方根電流(ISRMS1 )當能量被傳遞到副邊:副邊均方根電流(ISRMS2),當電流通過變壓器，QE QF開通副邊均方根電流(ISRMS3)引起的負電流在對方繞組隨心所欲的時期，請參閱圖2。HASRMS3Dmax2x3副邊總均方根電流(ISRMS):SRMS = VSRMSi + sRMS2 + sRMS3

5、 36.0 A計算T1原邊均方根電流(IPRMS):MAS xkg =標D嚴=047 A2.5A1 一彰3用A2 Ja1ElchjTJ- -Jklir 3.3 Aa1 LMAGT1原邊均方根電流(IPRMS1當能量被傳遞到次邊T1原邊均方根電流（IPRMS2）當轉(zhuǎn)換器總T1原邊均方根電流（IPRMS）此設計一個Vitec變壓器被選中，型號75PR8107有一下規(guī)壯21Lmag =2.8 mH測量漏原邊漏感：二4葉1變壓器原邊直流電阻：DCRP= 0.2151）變壓器副邊直流電阻：DCRs = 0.58Q估計轉(zhuǎn)換損失（PT1）是銅損的兩倍。（注意：這只是一個估計，基于磁設計總損失可能會有所不同。

6、）% % 2x （em了 xDCRp 4- 2 xIRK1S2 x DCRS ）% 7.0 W計算剩余功率預算：BUDGET = BUDGET - Tl，38.1 W5、QA, QB, QC, QD FET選擇本設計以滿足效率和電壓要求，20A 650 V,CoolMOS FETs英飛凌被選擇Qa Qb Qc Qd場效應晶體管漏源電阻：R如(jn)QA = 0.220 H場效應晶體管輸出電容指定：Cg GA spec = 780pF電壓drain-to-source(VdsQA),輸出電容測量，數(shù)據(jù)表參數(shù):V25V食業(yè)193 pF食業(yè)193 pFOSS QA AVG = OSS QA SPEC

7、QA場效應晶體管柵極電荷:QA- =15nC激活柵場效應晶體管的門級電壓:V/12V計算Qa損失基于Rds和門QAgPg -臨Ms X ds(on)OA + 2 X QAg x x - 2.1 W重新計算功率預算:BUDGET = BUDGET = BUDGET -，乂 Pg“9.7 W6、選擇LS計算(LS)是基于實現(xiàn)零電壓所需的能量切換。這個電感需要能夠消耗的能量開關(guān)的寄生電容節(jié)點。以下方 程選擇LS實現(xiàn)零電壓在100%負荷降至50%負荷的基礎上初級場效應晶體管的平均總輸出電容開關(guān)節(jié)點。注意：可能比估計的有更多的寄生電容在開關(guān)節(jié)點，LS估計可能需要調(diào)整根據(jù)實際寄生電容在最后的設計。為此設計

8、一個26-pH Vitec為此設計一個26-pH Vitec感應器被選為60PR964零件。有以下規(guī)格。LS直流電阻:DCR|_g 27LS估計功率損耗(PLS)和調(diào)整剩余功率預算:% = 2 x IpwM ” DCR危 0,5 WBUDGET = BUDGET - LS 29-2 W7、LOUT選擇電感器設計為電感紋波電流20%(AILOUT):計算輸出電感均方根電流(ILOUT_RMS):電感器設計為電感紋波電流20%(AILOUT):計算輸出電感均方根電流(ILOUT_RMS):Vitec電感器電子公司2-時的電感，75PR108被選為這個設計。電感器有以下規(guī)。輸出電感的直流電阻:DCR

9、LOI/T=DCRLOI/T=750pn估計輸出電感的損失(PLOUT)，重新計算功率預算。注意PLOUT是估計的電感器銅損的兩倍的損失。注意基 于磁生產(chǎn)可能會有所不同。建議最好仔細檢查磁與磁生產(chǎn)損失。PlOUT =2xlgT FLM；mDCR山LJT 3-8Wbudget = Budget -比wt 總 25.4 W8、輸出電容COUT輸出電容器選擇基于穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)(VTRAN)負載要求。Lout改變滿載電流的90%的時間Lqut區(qū)珞UT工-9t -*HU t -*HU 一負載瞬變期間，大部分的電流會立即通過電容器等效串聯(lián)電阻(ESRCOUT)。下面的方程用于選擇ESRCOUT和COUT，基于

10、90%電流的負載。選擇ESR容許瞬變電壓的90%(VTRAN)，當輸出電容(COUT)由VTRAN的10%所選擇。V碩* 口9即魚5.6 mFTRAN xQ-1選擇所需的輸出電容也是前計算輸出電容器均方根電流(ICOUT_RMS)選擇所需的輸出電容也是前計算輸出電容器均方根電流(ICOUT_RMS)。滿足我們的設計要求5個1500 -pf，鋁電解電容器的選擇從曼聯(lián)Chemi-Con設計,零件號EKY-160ELL152MJ30S。這些電容器的 ESR 31mQ。輸出電容的數(shù)量:總的輸出電容COUT = 1500 pF x n 7500 pF有效輸出電容ESR:esrcout 2mQn計算輸出電

11、容器損耗(PCOUT):重新計算剩余功率預算:9、選擇QE and QF為設計選擇FETs總是嘗試和錯誤。我們以滿足電力需求的設計選擇75 v,120A- FETs，從Fairchild,型號FDP032N08。這些FETs的下面特征。QE =152nC計算場效應晶體管平均輸出電容(COSS_QE_AVG)，基于數(shù)據(jù)表參數(shù)輸出電容(COSS_SPEC)、從COSS_SPEC上測 量的(Vds_spec)和最大的漏源電壓在設計(VdsQE)將被應用到應用程序中的場效應晶體管。當QE QF關(guān)斷時，電壓場效應晶體管的電壓:測試數(shù)據(jù)表上從場效應晶體管輸出電容上指定的電壓:從場效應晶體管數(shù)據(jù)表上制定的輸

12、出電容:QE QF上平均輸出電容QE QF均方根電流為了估計場效應晶體管開關(guān)損耗場效應，晶體管的Vg和Qg曲線數(shù)據(jù)表需要研究。首先是miller plateau開始時的gate charge需要確定(qemiller_min)結(jié)束時的 gate charge (qemiller_max)為了給定的vds。Figure 3. VgFigure 3. Vg vs. Qg for QE and QF FETsEwffPAtlam 島#CD.w=Maximum gale charge at the end of the miller plateau:Qmiller max WOnCMinimum ga

13、te charge at the beginning of the miller plateau:QEmiller min 15這個FETs設計是為了驅(qū)動UCC27324的4-A(IP)門限驅(qū)動電流估計場效應晶體管Vds上升和下降時間:估計QE QF的損失重新計算功率預算10、輸入電容(CIN)如果這個轉(zhuǎn)換器是設計用來390 輸入，通常由PFC的輸出增加pre-regulator。選擇的輸入電容通常是基于 交通阻塞和紋波的要求。注意：實現(xiàn)零電壓所需的延遲時間可以作為一種責任周期夾(DCLAMP)。計算槽頻率:預計延遲時間:有效工作周期夾(DCLAMP):VDROP是最低輸入電壓當轉(zhuǎn)換器仍然可以

14、保持輸出調(diào)節(jié)。轉(zhuǎn)換器的輸入電壓只會拉低電壓不足或line-drop 條件，如果在這轉(zhuǎn)換器是PFC pre-regulator后。C|N計算基于一種穩(wěn)態(tài)周期循環(huán)計算高頻輸入電容器均方根電流(ICINRMS)。CINRMS1.8 A為滿足該設計的輸入電容和均方根電流要求，我們選擇330 -pf電容器從松下EETHC2W331EACIN - 330 pF這個電容器高頻(ESRCIN)150 mQ，這是測量阻抗分析儀在120Hz和200Hz下測量的。ESRcin = 0.150 2計算cin功率損耗住巾 cinrms2 x ESRcin 二 5 W重新計算剩余功率預算：BUDGET = BUDGET

15、- CIN 6.0 W有大約6.0 W的功率預算離開電流傳感網(wǎng)絡，和偏置控制設備和所有電阻支持控制裝置。11、設置電流傳感網(wǎng)絡CT, R , R , DaS RE A為這個設計有一個選擇的CT的100:1比率(a2)日2 =上=1。0在VINMIN下計算一般峰值電流(IP1):原邊電流峰值：I -+ Mout、1 i Mmmax *七 3 3 Ak Mdut x 2 ; 31 Lmag x L峰值電流達到上限時的電壓計算電流檢測電阻(RS )并且預留200 mV斜坡補償：孔/一.2氣49 9Q x1 1 a2選擇一個標準電阻RS:Rs = 48.7Q對RS估計功率損耗：PRS = xRs 0

16、03W計算DA上的最大反向電壓(VDA)VrA -禮-clamp .29,8V1-嘰.估計達功率損耗(PDA):Pda = ?、6V = 0.01 W V!NMIN * V 82計算RS重置電阻器RRE:電阻器RRE用于重置當前變壓器CT。hlRhe = 10。x R土 =4.87kQ電阻器RLF和電容器CLF形成一個低通濾波器對當前信號(引腳15)。對于這個設計我們選擇以下值。這個過濾器頻率極低(fLFP)在482千赫。這應該工作大多數(shù)應用程序但也許適合個體的布局調(diào)整和EMI的設計。UCC28950 VREF輸出(引腳1)需要高頻旁路電容濾除高頻噪音。這個引腳需要至少1卬高頻旁路電容(CBP

17、1)。 請參考圖1適當?shù)奈恢?。CbP1 = 1 pF電壓放大器參考電壓(引腳2,EA +)可以設置與分壓器(RA,RB)，這個設計實例我們要設置誤差放大器參考電 壓(V1)2.5 v .選擇一個標準電阻RB值,然后計算電阻RA值。UCC2895D reference voltage:=5V設置電壓放大器參考電壓：V1-2.5VR0 -2.37kQRa - *(蘿*1)_ 2.37kQ分壓器由電阻器RC和RI選擇，設置直流輸出電壓(電壓輸出)引腳3(EA)。選擇一個標準電阻器RC:Rc =2.37kQ計算R1Rl =Rl =V19kQ然后選擇一個標準的電阻:V1志 V1志 9 09k。補償反饋回

18、路可以通過適當選擇反饋組件(RF、CZ和CP)。這些組件被放置盡可能接近U CC28950引腳3和4。計算負載阻抗負載(RLOAD):10%控制輸出傳遞函數(shù)近似(GCO(f)作為頻率的函數(shù):ICiAD *1十2ICiAD *1十2加f wESR皿t 2如八Rs 155 ns設置VADEL = 0.2 V,tABSET 155 ns和 1000 ns之間可以編程:如果 tABSET155 ns 設置 VADEL = 1.8 V,tABSET 可以編程 29 ns - 155 ns:基于VADEL選擇、計算RDA2:DA2 :X DA2 :X ADEL5V - Vadel*344Q選擇最接近標準R

19、DA2電阻值:Rd心=348Q重新計算VADEL重新計算VADEL基于電阻分壓器的選擇:電阻器RDELAB由tABSET決定選擇一個標準電阻的值設計:Relm = 30.1k。一旦你巳經(jīng)啟動并運行原型建議你微調(diào)tABSET光負荷的峰谷之間的共振LS和開關(guān)節(jié)點電容。在這個設計延 遲設定在10%負載。請參考圖5。Miller PlateauILLERFigure 5. tABSEi to Achieve Valley Switching at Light LoadsMiller PlateauILLERFigure 5. tABSEi to Achieve Valley Switching at

20、Light LoadsMILLERdci i ABgFr di idni idim rerlift diiu VentryAB SET最初的起點QC和QD打開延誤(tCDSET)應該最初設置為相同的延遲，QA和QB打開延遲(引腳6)。以下方程程序 QC和QD接通延遲(tCDSET)，通過適當選擇電阻RDELCD(引腳7)。.日 SET = CDSET電阻RdELCD由tCDSET決定RdLCD =(t5W x (0.15V + Vad如的頃 30.4k。ns51A選擇一個標準電阻器的設計:R* rn 30.1 kQ UQLUU一旦你巳經(jīng)啟動并運行原型建議微調(diào)tCDSET光負載。在這個設計CD節(jié)

21、點將山谷開關(guān)負荷在10%左右。請參考如圖6所示。在輕負載獲得零電壓開關(guān)節(jié)點QDd由于容易多了反映了輸出電流出現(xiàn)在主變壓器的場效應晶體 管QD和QC岔道/。這是因為有更多的峰值電流激勵LS在此之前過渡，而QA和QB岔道/。Sett ?？?at resonant tank Peak and ValleyFigure 6. tCDSET to Achieve Valley Switching at Light Loads有一個可編程延遲岔道的場效應晶體管場效應晶體管QA岔道后QF(tAFSET)的岔道場效應晶體管QE QF后，場 效應晶體管QB岔道(tBESET)。好地方設置這些延誤tABSET的5

22、0%。這將確保適當?shù)耐秸髌髦瓣P(guān)閉AB 零電壓過渡。如果這個延遲太大將導致O UTE正確和O UTF不重疊，它將創(chuàng)建多余的身體二極管傳導FETs量化QE和和QF。VfSET = BESET = ASSET Q-5形成的電阻分壓器RCA1 RCA2由tAFSET和tBESET決定，UCC2895 0的延遲圍。選擇一個標準RCA1電阻值。注意：tEFSET tBESET可以在32 ns - 1100 ns之間設置。= 8.25 kQ電壓的ADELEF引腳U CC28950(VADELEF)需要設置RCA 2基于以下條件。如果 tAFSET 或=170 ns 設置 VADEL = 1.7 V,t

23、ABSET 170 ns 和 1100 ns 之間可以編程: 基于VADELEF選擇、計算RCA2:IR巴如急ADELEF4 25 kQ5 V - VADELEF選擇最接近標準RCA2電阻值:= 4.22 kQ重新計算VADELEF基于電阻分adelef -adelef -=1 692 V下面的方程被用來計劃tAFSET和tBESET通過適當選擇電阻RDELEF。I _ (t x 0 5 -4ns) (2.65 V - x 1.32)x 1051IxpiEli EE- cX X I qII 2delef 51A選擇一個標準電阻器的設計。RDftH= = l4kn電阻器RTMIN項目最低工作周期

24、時間（tMIN）UCC28950（引腳9）可以需求在進入破裂模式。如果UCC28950控制 器試圖要求責任周期的時間不到tMIN電源將進入爆發(fā)模式操作。詳情請參見UCC28950數(shù)據(jù)表關(guān)于破裂模式。這個設計我們設置最低100 ns。tUK - 100 ns設定的最低時間選擇RTMIN用下面的方程。標準電阻的值然后選擇設計。有提供銷設置變換器開關(guān)頻率(引腳10)。頻率可以選擇通過調(diào)整定時電阻RT。選擇一個標準電阻器的設計。標準電阻的值然后選擇設計。有提供銷設置變換器開關(guān)頻率(引腳10)。頻率可以選擇通過調(diào)整定時電阻RT。選擇一個標準電阻器的設計。UCC28950還提供了斜坡補償峰值電流模式控制(

25、引腳12)。這個可以設置通過設置RSUM用下面的方程。下面 的方程將計算所需的量斜坡補償(VSLOPE)所需的循環(huán)穩(wěn)定性。注意：磁化電流的變化在主dILMAG導致斜坡補償。幫助改善噪聲免疫力VSLOPE總設置有一個斜坡,等于最大值的10%目前感覺信號(0.2 V)在一個感應開關(guān)。察f Fg察f Fg卜財吒V乩OPEW =(1 - Dq-yp )如果 VSLOPE2 VSLOPE1 設置 VSLOPE = VSLOPE1如果 VSLOPE23VSLOPE1 設置 VSLOPE = VSLOPE2R$UM =2.5Vx103R$UM =2.5Vx103QSLOPE X 05 LlS125.4k2選

26、擇一個標準電阻器RSUMoR皿=127kQ提高效率在輕負載UCC28950編程(DCM)引腳12,在輕負載關(guān)閉同步FETs條件的二次側(cè)變換器(QE和QF)。這 閾值設定電阻分壓器由再保險和RG。這DCM閾值需要設置水平在電感電流不再生產(chǎn)。以下方程設置同步 負載電流整流器岔道在15%左右。電-0.29V%UT X . 1 5 | 乂OUT電-0.29V焰 Na1 x a2選擇一個標準的RG電阻值。% -1kQ重新計算電阻的值。選擇這種設計標準電阻的值RE -16.9kQ全橋門驅(qū)動器和主開關(guān)節(jié)點(VIN QBd和QDd)當VIN=390 V,IOUT = 5。QBQ* fltf-*1 f*MET

27、I-、站 主嶼 2 0 折ME .yr Eferw MUte PlMii Figure 10. Q4, Q4fll V. QBQ* fltf-*1 f*MET I-、站 主嶼 2 0 折ME .yr Eferw MUte PlMii Figure 10. Q4, Q4fll V. - 390 V. ID1II = 5 Af k HHHJI ; ?5DM5/mFigure 11Q3fl Q3d. ViM = 390 V, lUT =5 A8押i dWhvSwiteHngi如陌oflllaca - e(Krai GtiQDW-w2 H I AL-J4& ir； u, 廠 iOH 易時 前炯 112 Z We 24 MJ. 2&10 105 11ldi：W!：OftIff4、SiitfirCkMayafiwI:PiMuu出QBoffg5 = on如3工oi才.謁 G 24 Mnr 2010 I4；41；M3SjlTRT5V ni7 ioovTl皿m匚【:相門驅(qū)動