單相電壓型PWM整流電路原理分析與仿真

1、0引言眾所周知，在傳統(tǒng)的整流電路中，晶閘管可控整流裝置的功率因數(shù)會隨著其觸發(fā)角的增加而 變壞，這不但使得電力電子類裝置成為電網(wǎng)中的主要諧波因素，也增加了電網(wǎng)中無功功率的消耗。PWM 整流電路是采用脈寬調(diào)制技術(shù)和全控型器件組成的整流電路，能有效地解決傳統(tǒng)整流電 路存在的問題。通過對 PWM 整流電路進行有效的控制，選擇合適的工作模式和工作時序，從而調(diào)節(jié) 了交流側(cè)電流的大小和相位，使之接近正弦波并與電網(wǎng)電壓同相或反相，不但有效地控制了電力電 子裝置的諧波問題，同時也使得變流裝置獲得良好的功率因數(shù)。1 單相電壓型橋式 PWM 整流電路的結(jié)構(gòu)單相電壓型橋式 PWM 整流電路最初出現(xiàn)在交流機車傳動系統(tǒng)中

2、，為間接式變頻電源提供直流 中間環(huán)節(jié)，電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。每個橋臂由一個全控器件和反并聯(lián)的整流二極管組成。L為交流 側(cè)附加的電抗器，起平衡電壓，支撐無功功率和儲存能量的作用。圖1中uN(t)是正弦波電網(wǎng)電壓; Ud是整流器的直流側(cè)輸出電壓；us(t)是交流側(cè)輸入電壓，為PWM控制方式下的脈沖波，其基波與 電網(wǎng)電壓同頻率，幅值和相位可控；iN(t)是PWM整流器從電網(wǎng)吸收的電流。由圖1所示，能量可以 通過構(gòu)成橋式整流的整流二極管VD1VD4完成從交流側(cè)向直流側(cè)的傳遞，也可以經(jīng)全控器件VT1 VT4從直流側(cè)逆變?yōu)榻涣?，反饋給電網(wǎng)。所以PWM整流器的能量變換是可逆的，而能量的傳遞趨勢 是整流還是逆變

3、，主要視VT1VT4的脈寬調(diào)制方式而定。TVDLNaUVD圖TVDLNaUVD圖1 單相電壓型PWM整流電路結(jié)構(gòu)因為 PWM 整流器從交流電網(wǎng)吸取跟電網(wǎng)電壓同相位的正弦電流，其輸入端的功率是電網(wǎng)頻率脈動 的兩倍。由于理想狀況下輸出電壓恒定，所以此時的輸出電流id與輸入功率一樣也是網(wǎng)頻脈動的兩 倍，于是設置串聯(lián)型諧振濾波器L2C2，讓其諧振輸出電流基波頻率的2倍，從而短路掉交流側(cè)的2 倍頻諧波。2 單相電壓型橋式整流電路的工作原理圖2是單相PWM電壓型整流電路的運行方式相量圖，us1(t)設為交流側(cè)電壓Us(t)的基波分 量，iN1(t)為電流iN(t)的基波分量，忽略電網(wǎng)電阻的條件下，對于基波

4、分量，有下面的相量方程成立，即:(1)可以看出，如果采用合適的 PWM 方式，使產(chǎn)生的調(diào)制電壓與網(wǎng)壓同頻率，并且調(diào)節(jié)調(diào)制電壓，以使得流出電網(wǎng)電流的基波分量與網(wǎng)壓相位一致或正好相反，從而使得PWM整流器工作在如圖2所示的 整流或逆變的不同工況，來完成能量的雙向流動。圖2準擁電壓型PWM螯流電路適行方式相量出假設整流時有：&冷(t) = (Jsin ait(2)調(diào)制波為：(/) U卿sin(硯一甲)(3)設Ucm為三角載波幅值；us(t)為單極性SPWM波，采用狀態(tài)空間平均模型分析，us在一個開關(guān)周期 內(nèi)的平均值表示為：u,亠sln(xM ) 和 17合in(如 (4)定義正弦脈寬調(diào)制比： TOC

5、 o 1-5 h z 鍛=U爲(5)并?。篣亦=加5(6)則根據(jù)相量圖，和角表達式為：?=lgT 鵲嚴(7)時能否使得交流側(cè)獲得高功率因數(shù)，此時有：us (/)=用幾血3 f (8)從相量圖及式(8)可以看出為保持單位功率因數(shù)，通過脈寬調(diào)制的適當控制，在不同的負載電流下， 使向量端點軌跡沿直線 AB 運動。同理也能得到逆變工況下的運行條件，這里不再贅述。3單相電壓型PWM整流電路工作過程分析可以將電壓型單相橋式PWM整流電路的4個橋臂看成4個開關(guān)，任一時刻應有兩個橋臂導通。 為避免輸出短路1，2橋臂和3，4橋臂都不允許同時導通。因此PWM整流電路有4種工作模式。圖3(c)給出PWM整流電路在整

6、流工況下的控制信號時序分布。從圖中可以看出隨著調(diào)制信號的正、負 半周變化，電路在如圖3(a)，(b)所示的短路、整流、短路3個狀態(tài)中交替變換。因此交流側(cè)電壓 us(t)是一個單極性PWM波形，輸出幅值為土Ud和0而對應的電感L上壓降uL分別取uN,uN-Ud和 uN+Ud三種不同的值，這樣通過調(diào)節(jié)調(diào)制比m就能有效控制usl,進而使得電路的功率因數(shù)為1。也)師(-)vrE也)師(-)vrE3半胡電理型PWM整試電路握制時序與妁克運桿模式用4 單相電壓型 PWM 電路控制策略分析根據(jù)功率平衡原理，系統(tǒng)穩(wěn)定運行時有下式成立：式中：Uc*根據(jù)功率平衡原理，系統(tǒng)穩(wěn)定運行時有下式成立：式中：Uc*是直流輸

7、出參考電壓。對式(9)做拉氏變換，得到Id與Ud的傳遞函數(shù):UdP = UNRt. 皿)-U： a+RhCs)假設PWM開關(guān)頻率足夠高，電流滯環(huán)可以使用一個小慣性環(huán)節(jié)代替，從而產(chǎn)生網(wǎng)側(cè)參考電流Id*到Id的傳遞關(guān)系：W,(S)= 1/(5 + 1)(11)式中：Ti電流滯環(huán)等效時間常數(shù)。為了濾除直流電壓偏差中的二次紋波，可設計一個低通濾波器， 若采用簡單的一階低通濾波器，則截止頻率(fc=l/Tc) 一般選在二分之一基波頻率以下，濾波器傳 遞函數(shù)為：5 “)= T*s + 1(根據(jù)前述分析得到采用直接電流控制策略時單相PWM整流器的控制框圖如圖4所示。參考電壓Udref 與直流側(cè)輸出電壓 Ud

8、 的差值，經(jīng)低通濾波器后經(jīng) PI 調(diào)節(jié)與正弦同步信號相乘，產(chǎn)生參考電 流信號isref,與相應的源側(cè)電流反饋信號isf,做比較，形成電流偏差信號，這樣隨著橋入端電平 更迭，網(wǎng)側(cè)電流將始終圍繞電流給定值升降，把偏差信號加入相應的輸入調(diào)節(jié)電壓前饋，經(jīng)滯環(huán)控 制就得到調(diào)制信號，該調(diào)制信號與三角波載波相比較產(chǎn)生開關(guān)脈沖，經(jīng)輸出去控制理想開關(guān)。圖4單相電壓型PWM整流電路直接電流控制策略5 單相電壓型橋式 PWM 整流電路的仿真基于前述分析在Simulink 6. O軟件中，對單相電壓型PWM整流電路建立仿真電路，如圖5 所示。紉 H?直濫電版 岡步紉 H?直濫電版 岡步其中各個功能塊用子系統(tǒng)封裝好。主

9、要有控制功能塊：包括電壓比較，電流比較，PI, P調(diào)節(jié)，低 通濾波，三角載波信號功能子模塊，正弦同步信號輸出模塊。對全橋整流部分進行了封裝，結(jié)構(gòu)和 圖1所示相同。系統(tǒng)仿真參數(shù)如下：交流側(cè)電網(wǎng)電壓220 V，工頻直流側(cè)電阻R=10 Q。主電路儲能 元件參數(shù)為LN=3 mH，C=143p F。PI參數(shù)Ki=2.3, T i=128。直流側(cè)參考電壓仿真結(jié)果如圖6所示。(a)電用電流5皮脛訪比祜采(b)功噸闔數(shù)仿隸給果圖6 直流側(cè)參考電壓仿真結(jié)果從圖6中可看出仿真電路穩(wěn)定運行后交流側(cè)電流為規(guī)則正弦波且與交流側(cè)電壓同相位。仿真后的電路功率因數(shù)穩(wěn)定后，大于 0995 基本接近于 1。6結(jié)語由于傳統(tǒng)教學中有關(guān) PWM 整流電路與應用等方面的論述中沒有很詳細地分析 PWM 整