NCP1601制作的100W PFC升壓電路

NCP1601制作的100WPFC升壓電路簡(jiǎn)介：本應(yīng)用注意介紹了使用NCP1601組成的升壓式功率因數(shù)校正。圖1給出了電路原理。150k<1/2W?230|iH/6A/25:1L旱NLSPP07M62C3652V,二6Q1N54261N4DD1I150k<1/2W?230|iH/6A/25:1L旱NLSPP07M62C3652V,二6Q1N54261N4DD1I1DD11F450VOutput390V/wowScheimaticoftheExampleCircuit設(shè)計(jì)步驟timeCurrentDCMCriticalModeDCMFigure2.ModeofOperationofNCP1601Inductorcurrent,lLScheimaticoftheExampleCircuit設(shè)計(jì)步驟timeCurrentDCMCriticalModeDCMFigure2.ModeofOperationofNCP1601Inductorcurrent,lLInputcurrent,ljn下面介紹設(shè)計(jì)及測(cè)量步驟。5iA|：plEionNCP1601A是安森美公司最新的為小功率PFC用設(shè)計(jì)的產(chǎn)品。它可以工作在兩種工作狀態(tài)。即斷續(xù)導(dǎo)通型（DCM）和臨界導(dǎo)通型（CRM）。DCM的特色在于能限制最大開關(guān)頻率，以便簡(jiǎn)化前端的EMI設(shè)計(jì)。而CRM型則可以限制電感中的電流應(yīng)力，以便節(jié)省MOSFET和快速二極管的成本，尺寸以及可靠性。通用的小功率PFC的控制方法通常都是采用臨界導(dǎo)通型（CRM），它可以改變開關(guān)頻率，CRM方式的開關(guān)頻率可以變得非常高，它出現(xiàn)在正弦波零跨躍時(shí)。有時(shí)，高的開關(guān)頻率使得CRM方式的EMI問題幾乎無法解決。當(dāng)然，CRM有一個(gè)超過定頻DCM方式的優(yōu)點(diǎn)，即只有較低的峰值電流。這對(duì)于PFC是非常重要的。CRM在大電流應(yīng)力的瞬間更可取一些。作為結(jié)果，NCP1601A開發(fā)成具有DCM和CRM兩者優(yōu)點(diǎn)的PFC控制IC。變換器使用NCP1601A在多數(shù)應(yīng)力狀態(tài)時(shí)要工作在CRM狀態(tài)下，而就在零跨躍的瞬間能工作在DCM狀態(tài)下，NCP1601A的工作形式總結(jié)于圖2中。第一步：確定設(shè)計(jì)規(guī)范輸入電壓 85VAC-265VAC50Hz輸出功率 100W/400VDC開關(guān)頻率 100KHz第二步：偏置電源設(shè)計(jì)使用一個(gè)1/4W750K電阻給Vcc電容充電以便啟動(dòng)，在最壞情況下，該電阻上的功耗是94mW。P=V2/R=2652/750*102=93.6W輔助繞組偏置源如圖3所示。啟動(dòng)后，從電感上附加一個(gè)繞組，經(jīng)過整流給出，Vcc要Figure3.AuxiliaryWindingBiasSupply.高出NCP1600A的最小工作電壓9V,當(dāng)PFC級(jí)的MOSFET導(dǎo)通時(shí)，電感初級(jí)的電壓為Vin,二次繞組上的電壓為Vin/N，該電壓經(jīng)過整流后接到電容C1上，當(dāng)PFC級(jí)二級(jí)管導(dǎo)通時(shí)，電感初級(jí)繞組上的電壓成為(Vin-Vout)，此時(shí)二次繞組上的電壓成為(Vout-Vin)/N，這個(gè)電壓加到電容C2上，作為結(jié)果，Vcc的偏置電壓將是Vout/N，它幾乎是恒定的，而不管50Hz的交流輸入電壓如何變化。Vcc=VC1+"=Vin/N+WoutVn)/N=Vout/N>Vcc內(nèi)這樣，輔助繞組的匝比N選做25:1，即Vcc=16V。Vcc=Vout/N=400/25=16V給Vcc處接一個(gè)120uF電容，按照經(jīng)驗(yàn)在啟動(dòng)期間的228ms中是足夠了。NCP1601A消耗的典型值為2.5mA，欠壓鎖定值為4.75V。Tstart=C*dV/I=228ms出于保護(hù)的目的，加一個(gè)箝位齊納二極管MZP4745A，以便于防止瞬間過壓。第三步：假設(shè)一個(gè)轉(zhuǎn)換效率效率n通常假設(shè)為90%，輸入功率為111W，此輸入功率將迅速用于以下幾步的計(jì)算。Pin=Pout/n=100/90%=111W第四步：計(jì)算電流應(yīng)力最壞情況下，輸入電流的最大值發(fā)生在輸入AC85V時(shí)，輸入的RMS電流Iac是1.31A。這是指AC電流是均方根值。此電流應(yīng)力主要加在整流器的前端。Iac=Pin/Vac=111/85=1.31A同時(shí)最大電流應(yīng)力在PFC的臨界型中是3.7A。Ipk=221/2*Iac=3.7A這個(gè)電流應(yīng)力影響元件的選擇，包括電流檢測(cè)電阻，功率MOSFET，二極管及電感。第五步：振蕩電容設(shè)計(jì)最大功率在Vcontrol=1V的最壞情況下的AC85V時(shí)得到。Cramp=(Pin/Vac2)*2LIch=706pf而在NCP1601A內(nèi)的斜波端接了一支20pf的電容，斜波電容的選擇要盡可能小，以便限制最大的功率傳輸。對(duì)于臨界狀態(tài)，外部再接一支680pf電容，對(duì)此應(yīng)用就足夠好了。Cramp=680pf對(duì)于Cramp的這個(gè)值，控制電壓Vcontrol在高線及低線條件下得到：在低線時(shí)85Vcontrol=2LIch*Pin/Cramp*Vac2=1.01V而在高線時(shí)265Vac,control=2LIch*Pin/Cramp*Vac2=0.1V第八步:檢查開關(guān)周期以確保CRM時(shí)處在正弦峰頂，在低線85VAC時(shí)，開關(guān)周期(t1+t2)以及MOSFET在導(dǎo)通的t1時(shí)間如下所示：t1+t2=Vout/(Vout-Vin)*(Cramp*Vcontrol/Ich)=10.11uS>Tt1=Cramp*Vcontrol/Ich=7.07uS在高線265VAC時(shí)，開關(guān)周期(t1+t2)及MOSFET在導(dǎo)通的t1時(shí)如下：t1+t2=Vout/(Vout-Vin)*(Cramp*Vcontrol/Ich)=11.1uS>Tt1=Cramp*Vcontrol/Ich)=0.7uS如同開關(guān)周期一樣長(zhǎng)過DCM的開關(guān)周期T，電路工作在CRM狀態(tài)。而且最大電流應(yīng)力被最小化了。第九步：電流檢測(cè)電阻設(shè)計(jì)設(shè)置電流檢測(cè)電阻Rcs，Rcs定義為零電流閾值IbzCD及過流保護(hù)閾值ILoCp，分別由以下兩式給出：ILocp=(Rs*200uA-3.2mV)/RcsILZCD=(Rs*14uA-7.5mV)/Rcs由于ILZCD已經(jīng)大于零，Rs就必須大于535.7Q,此時(shí)給出ILzcd>0，當(dāng)Rs非常接近535.7Q時(shí)，】locp/ILZCD=26000。而且ILZCD可以比ILOCP非常小。例如：如果最大應(yīng)力電流為3.7A，那末Rcs為28mQ,ILZCD為143uA。Rcs=(Rs*200uA-3.2mv)/ILOCP=0.028QI=(Rs*14uA-7.5mv)/Rcs=143uA當(dāng)然，由于誤差的存在，只能在實(shí)際設(shè)計(jì)中盡量使之接近。當(dāng)Rcs的值為0.05Q時(shí)，其功耗為129mW。Pd=Iac2*Rcs*1.5=129mW為了能有ILOCP=3.7A，Rs將必須是941Q.Rs=(Rcs*Ilocp+3.2mV)/200uA=941Q941Q不是標(biāo)準(zhǔn)值，如果取Rs為1KQ，那末Ilocp以及Ilzcd給出如下二式：Ilocp=(Rs*200uA-3.2mV)/Rcs=3.936AI =(Rs*14uA-7.5mV)/Rcs=130mA第十步：輸出電容設(shè)計(jì)輸出電容的選擇通常由所要求的維持時(shí)間或可以接受的負(fù)載上的紋波電壓來決定。作為經(jīng)驗(yàn)法則，輸出電容通常設(shè)定為1uF/W，因此，輸出100W的應(yīng)用需要100uF的輸出電容。即Cout=100uF/450V。保持時(shí)間Thold為電源在線路電壓跌落后需要保持其電壓在規(guī)范范圍內(nèi)的時(shí)間。C=2Pout*thold/(Voutmin2-Vopmin)此處，Voutmin是在滿載時(shí)輸出穩(wěn)壓的電壓值。Vopmin是由PFC的驅(qū)動(dòng)負(fù)載上的最小電壓值。由于沒有保持時(shí)間的實(shí)際規(guī)范，這一項(xiàng)在此處沒有進(jìn)一步研究。主要在PFC電路中的紋波元件是其整流的交流線路頻率，因?yàn)樗茈y被電感和電容濾掉，CCM或DCM方式工作主要影響開關(guān)頻率的紋波，它總是少于整流線路頻率的紋波的。因此，將其忽略。

PFC的低頻輸出級(jí)可以簡(jiǎn)化成圖4。線路頻率電流源是一個(gè)整流過的正弦波，而且其均方根值loutrms簡(jiǎn)化成Pout/Vout，因此，loutpk-pk的峰峰值表示為：loutpk-pk=1.414*loutrms=0.354A現(xiàn)在，電容僅作為圖4電路中的儲(chǔ)能的中間環(huán)節(jié)，其放電時(shí)間為線路頻率的1/4，如圖5所示。2fL2fLFigure5.OutputVoltageRippleTdischarge=0.25*1/fL因此，低頻輸出紋波可以從下式求出：dV=Idt/C=(0.354*1/4*1/50)/100*10-6=17.7V出于安全起見，450V標(biāo)稱的輸出電容被推薦在此使用，它是以應(yīng)付400V的RMS電壓。另一方面，在NCP1601A的PFC中，瞬時(shí)輸出電壓會(huì)影響瞬時(shí)的控制電壓，Vcontrot。如果輸出電壓紋波太大，它會(huì)使控制電壓上也有大波動(dòng)。因而會(huì)使功率因數(shù)值驚人地減少。因?yàn)檫@是為了滿足高的動(dòng)態(tài)控制電壓。第11步：輸入濾波設(shè)計(jì)CRM或DCM的PFC電路需要一個(gè)輸入濾波電路以便將高頻電流旁路掉。使輸入電流僅由低頻部分組成。最簡(jiǎn)單的濾波電路就是跨躍兩輸入端的電容CF如圖6所示。假設(shè)輸入阻抗Zin加入到AC輸出源，而其輸入阻抗值未知。且在多數(shù)應(yīng)用中是可忽略的。因此，加入一個(gè)差模濾波電感Lf，去計(jì)算其電流。該差模電感通常存在于共模電感的形式。Figure6.FilteringCapacitorCircuitII_ in_"高頻源是電感電游—l。其高頻等效電得以進(jìn)入輸入邊，公式女如下：路示于圖7,其矢量圖畫出，F(xiàn)igure6.FilteringCapacitorCircuitII_ in_"高頻源是電感電游—l。其高頻等效電得以進(jìn)入輸入邊，公式女如下：路示于圖7,其矢量圖畫出，II高頻電流ILhn的百分比Iin/Il=(1/(2ntct))/[2ntLt-1/(2ntCf)]=(1/4n2f2LfCf-1)=0.31%此處，Lf=1MHz，Cf=u1uF。TigureV.High-FrequencyEquivalentCircuit3nd另一方面，附加的濾波電容Cf還帶出一個(gè)低頻電流If，如圖8示。它增加了整個(gè)輸入

電流的幅度（對(duì)相同的功率）。圖6的低頻等效電路示于圖8。等效電阻Reg為PFC電路的等效電阻，Reg=I它可以建模，成為純電阻，對(duì)PFC電路等效電阻，Reg=IVin2/Pin=（Vin2*n）/Pout因此Iin/IL=[1+（Reg/（1/2n孔Cf）m=[1+（Vin2n*2n[Cf/Pout）2】0.5=101.95%第十二步。PCB板布局設(shè)計(jì)L L圖9和圖10給出一個(gè)100W電路的PCB布局設(shè)計(jì)，作為結(jié)果之一，控制電路要緊靠在PCB板一角，以防止任何來自主功率開關(guān)的未知高頻噪聲去干擾NCP1601A，要與一集束電容捆在一起。因?yàn)樗欠浅Ｃ舾械?。最好的方法是給出最小的PCB軌跡，因此它們最好就放在IC的底部。PCB線條的聯(lián)接在電流檢測(cè)電阻處要有盡可能小的串聯(lián)電阻，它們是噪聲源，誤差源，因此建議這部分距離要最短，最后，在單面板的情況下，建議加一支10Q電阻，放在MOSFET柵與NCP1601A的輸出之間。由于板上各電路路徑產(chǎn)生大量的大電流的交流噪聲，所以輸出電壓的反饋路徑要遠(yuǎn)離它，還要加一些去耦電容以去除噪聲。

Figure10.DemoCircuitBottomLayerLayoutFigure10.DemoCircuitBottomLayerLayout第13步，仔細(xì)調(diào)整Vcontral端的電容NCP1601A的PFC電路通常在很大程度上依賴于怎樣去穩(wěn)定Vcontral端(2PIN)的控制電壓，在此端可以加一個(gè)大的外接電容，以減少噪聲干擾和減少該端電壓的動(dòng)態(tài)變化，以便給出好的功率因數(shù)，當(dāng)然，如果電容太大，它又會(huì)減少動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，或降低電路起動(dòng)的瞬態(tài)過程，所以要仔細(xì)調(diào)整。測(cè)量結(jié)果該P(yáng)FC實(shí)例電路的性能列于表2中。給出不同輸入電壓下的波形，示于圖11—14,上面是輸入電流，中間是輸出電壓，下面是升壓用的輸入電壓。輸出電壓設(shè)置在測(cè)量結(jié)果該P(yáng)FC實(shí)例電路的性能列于表2中。給出不同輸入電壓下的波形，示于圖11—14,上面是輸入電流，中間是輸出電壓，下面是升壓用的輸入電壓。輸出電壓設(shè)置在400V，如果前端加一個(gè)電容可以改善2%--3%的THD。為了表示出DCM及CRM工作的能力，圖15--17給出波形。結(jié)論用NCP1601A的100W樣板電路設(shè)計(jì)步驟給出，注意，NCP1601A可執(zhí)行一個(gè)功率因數(shù)校正及有效的CRM及DCM，因此它非常適合小功率（100W以下）的PFC應(yīng)用，主要設(shè)計(jì)步驟及方程式列于下表：DescriptionCriticalMode(CRM)DiscontinuousMode(DCM)BoostconverterVout/Vin=(t1+t2)/t2f(Vout-vIN)/Vout=t1/(t1+t2)Vout/Vin=(t1+t2)/t2f(Vout-vIN)/Vout=t1/(t1+t2)InputcurrentaveragedbyfiltercapacitorIin=Ipk/2Iin=[(t1+t2)/T]*(Ipk/2)voltageforontimeVtonVton=VcontrolVton=T/(t1+t2)VcontrolMOSFETon-timet1t1=Lipk/Vin,ort1=CrampVcontrol/Ichft1isconstantforunityPFCfVcontrolisconstantforunityPFCt1=Lipk/Vin,ort1=[(Vout-Vin)/Vout*T*(CrampVcontrol/Ich)]0.5ft1(t1+t2)isconstantforunityPFCfVcontrolisconstantforunityPFCSwitchingperiodt1+t2=Vout/(Vout-Vin)*C