新型大電流CPU供電的設計挑戰(zhàn)

新型大電流CPU供電的設計挑戰(zhàn)

在過去五年里，Intel和AMD的CPU性能有了顯著提高。CPU性能的提高要求為其供電的電壓調(diào)節(jié)器更加精確和復雜。

電源設計人員所面臨的最大挑戰(zhàn)是如何滿足更大的功率、更小的電壓容限以及更快的瞬態(tài)響應，并降低電源的總成本。本文簡要探討了脈寬調(diào)制(PWM)的發(fā)展歷程、多相工作模式和電流均衡，并提供了一些有助于設計人員應對大功率CPU供電各種挑戰(zhàn)的最新技術。性能要求不斷提高，成本控制更加嚴格

下表展示了CPU性能在過去5年間的發(fā)展。注意：在功率大幅增加的同時，電壓尤其是電壓容限顯著降低。功率：電壓調(diào)節(jié)器的一個參數(shù)為“相”數(shù)，或其提供的通道數(shù)。依據(jù)可用空間和散熱等因素，每相可提供25W至40W的功率。對于Pentium3而言，單相電壓調(diào)節(jié)器就可滿足要求，而最新一代CPU則需要采用3相或4相電壓調(diào)節(jié)器。電流均衡：設計多相電源所面臨的挑戰(zhàn)之一便是合理分配各相電流(功率)。如果某相電流嚴重地不成比例，會加大元器件的負荷并縮短使用壽命。實際上，所有多相電壓調(diào)節(jié)器都包含了能夠主動均衡各相電流的電路。精度：為使CPU工作在較高的時鐘頻率，要求其電源電壓具有極高精度。并且必須在靜態(tài)和動態(tài)負載下都能保持高精度指標。通過采用精密的片上基準，以及最大程度地降低失調(diào)電壓和偏置電流，可獲得良好的靜態(tài)精度。而動態(tài)電壓精度則與電壓調(diào)節(jié)器的控制環(huán)路帶寬以及調(diào)節(jié)器輸出端的大容量電容有關。由于調(diào)節(jié)器不能立刻響應CPU的電流突變，因此設計電路需要大容量的電容。調(diào)節(jié)器控制環(huán)路帶寬越高，響應CPU動態(tài)需求的速度就越高，并可快速補充大容量輸出電容的暫態(tài)電流。

對CPU電壓調(diào)節(jié)器的要求并非不計成本，裸片尺寸和引腳數(shù)都與調(diào)節(jié)器提供的相數(shù)成比例。高精度電壓基準要求采用成熟、完善的設計方案和校準技術。用于電壓和電流檢測、電壓調(diào)節(jié)以及有源均流的放大器必須保證高速工作，并具有較低的失調(diào)誤差和偏置電流，而且相對于工藝和溫度保持穩(wěn)定。

大功率CPU調(diào)節(jié)器設計所面臨的嚴峻挑戰(zhàn)也許就是成本問題，在過去5年當中，CPU核電壓調(diào)節(jié)器的每相價格降低了4倍甚至更多。電源控制的基本要素

所有多相電壓調(diào)節(jié)器都采用這種或那種形式的PWM結構。大多數(shù)電壓調(diào)節(jié)器工作在固定頻率，由時鐘信號觸發(fā)高邊MOSFET(圖1中的QHI)導通，使輸入電源開始對電感充電。圖1.簡化的單相降壓調(diào)節(jié)器

當控制環(huán)路確定應該終止“導通脈沖”時，高邊MOSFET斷開，低邊MOSFET(QLO)導通，電感對負載放電。由于脈沖前沿(高邊開通)時間固定(由內(nèi)部時鐘設置)，而脈沖后沿(高邊斷開)則根據(jù)控制環(huán)路和實時狀態(tài)變化，因此這種PWM控制類型稱為后沿調(diào)制。高邊MOSFET導通時間相對于時鐘周期的百分比稱為占空比(D)，該占空比在穩(wěn)定狀態(tài)下等于VOUT/VIN。

在電壓控制模式下(參見圖2)，輸出電壓(或其比例)與固定的內(nèi)部基準電壓進行比較。產(chǎn)生的誤差信號再與內(nèi)部固定的鋸齒波(或斜坡)信號進行比較。該斜坡信號與時鐘脈沖同時觸發(fā)，而且只要斜坡信號低于誤差電壓，PWM比較器的輸出就一直保持為高電平。當斜坡信號高于誤差電壓時，PWM比較器的輸出變?yōu)榈碗娖讲⒔K止導通。電壓環(huán)路通過適當?shù)恼{(diào)節(jié)控制電壓(VC)以及由此產(chǎn)生的占空比，使輸出電壓(圖3)保持恒定。圖2.簡化的電壓模式降壓調(diào)節(jié)器

圖3.電壓模式波形圖

峰值電流模式(參見圖4)將電流檢測引入控制環(huán)路，用電感電流斜坡取代了電壓模式下的斜坡信號。與電壓模式類似，按照固定頻率開通高邊MOSFET，使電感電流線性上升。當峰值電感電流等于誤差電壓時，導通脈沖終止，高邊MOSFET斷開。這種方式需要一個電壓環(huán)路和一個電流環(huán)路，電壓環(huán)路通過適當調(diào)整由電流環(huán)路測量的電感峰值電流，來保持輸出電壓的穩(wěn)定。圖4.簡化的峰值電流模式降壓調(diào)節(jié)器需要考慮及權衡的事項

正如人們所料，每種方法都存在其優(yōu)缺點。以下各節(jié)將對電源設計人員必須考慮的因素加以說明。噪聲抑制

電壓模式具有良好的噪聲抑制能力，這是因為在設計控制IC時，可以使斜坡信號的大小與實際信號一樣大。輸出電壓是返回到控制器的唯一敏感信號，因此，電壓模式相對容易布局。

除了輸出電壓外，峰值電流模式還需要返回一個電流檢測信號，可以由負載電流通路的取樣電阻提供(參見電流均衡)。若要最大限度地降低I2R損耗，檢流電阻的阻值要盡可能小一些。因此，取樣信號往往比電壓模式的內(nèi)部斜坡信號小一個數(shù)量級。值得注意的是，應確保信號不受外部噪聲源的干擾。在實際應用中，峰值電流模式非常通用，而且，采用標準的的電路板布局原則，其布局布線并不困難。輸入電壓調(diào)節(jié)

對于輸入電壓的變化，電壓模式的響應較慢。要響應輸入電壓的變化，首先必須由輸出電壓誤差反映出來，然后經(jīng)過電壓反饋環(huán)路進行校正。因此，響應時間受控制環(huán)路的帶寬限制。目前，大多數(shù)電壓模式調(diào)節(jié)器均包含可檢測輸入電壓變化的電路，并通過相應地調(diào)節(jié)其斜坡信號提供“前饋”。然而，這增加了控制器的復雜性。峰值電流模式的占空比由電感電流斜坡控制，是輸入電壓和輸出電壓二者的函數(shù)，峰值電流模式的逐周期電流比較可以提供固有的前饋，因而能夠快速響應輸入電壓的變化。電流均衡

兩相或多相電壓調(diào)節(jié)器必須動態(tài)均衡各相之間的電流，防止某一相電流不成比例。每相電流檢測可通過監(jiān)測高邊或低邊MOSFET的電流來實現(xiàn)，或通過檢測每相流過檢流電阻的電流來實現(xiàn)。檢測MOSFET的電流成本低廉，因為它利用了現(xiàn)有的電路元件。但是，由于MOSFET電阻隨工藝和溫度明顯變化，因此精度較低。利用檢流電阻可以實現(xiàn)精確檢測，但增加了成本，并降低了電源轉換效率。

獲取每相電流信息的另一種方法是利用電感的直流電阻(DCR)作為檢流元件。由于這種方法利用了現(xiàn)有的電路元件，并由DCR容限來保證合理的精度，因此不增加任何成本。將串聯(lián)的電阻、電容跨接在電感兩端，RC時間常數(shù)與L/DCR時間常數(shù)相匹配。通過檢測電容器兩端的電壓，即可很好地表征電感電流的直流和交流特性。目前這種方法在電壓模式和電流模式CPU供電調(diào)節(jié)器中相當常用。

選擇電壓模式和電流模式是另一個需要權衡的問題。由于電壓模式只在控制環(huán)路中使用電壓信號，因此該模式不能控制各個電感的相電流，而這恰好是實現(xiàn)均流的必要條件。峰值電流模式本身可提供電流均衡，因為該模式利用電感電流信號作為控制電路反饋的一部分。目前多相電壓模式調(diào)節(jié)器必須再增加一個控制環(huán)路來實現(xiàn)均流，這樣就增加了IC的復雜性，并帶來其它需要權衡的問題，見電壓定位和瞬態(tài)響應部分。

峰值電流模式具備固有的均流功能，但也存在影響均流精度的人為因素。由于電感電流峰值是受控的，而電流谷值并不受控制，兩相之間電感值的差異(例如容限產(chǎn)生的差異)將產(chǎn)生不同峰值的電感電流紋波，造成兩相直流電流的失配，并因此影響相電流均衡的精度。

Maxim運用一種稱為快速有源平均(RA2*)的專有技術，通過獲得每相電感紋波電流的平均值消除了該缺陷。RA2電路(參見圖5)需要5至10個開關周期獲取每一相的峰值紋波電流，然后用峰值電流信號減去紋波電流的1/2。將峰值控制點從電感電流峰值移至直流電流，這樣既保持了峰值電流模式的優(yōu)點，又可以實現(xiàn)非常精確的直流電流匹配。由于RA2電路不在穩(wěn)壓調(diào)節(jié)電流環(huán)路上，因此不會降低瞬態(tài)響應速度。這項技術已用于針對IntelVRD10.1(和下一代VRD)以及AMDK8SocketM2設計的MAX8809A/MAX8810A核電壓調(diào)節(jié)器中。圖5.RA2算法的實現(xiàn)電壓定位和瞬態(tài)響應

當處理器負載突變時，現(xiàn)代CPU具有較大的瞬態(tài)電流。在這些苛刻的動態(tài)指標下，電壓誤差必須保持在允許范圍內(nèi)，否則，CPU就可能閉鎖。使用足夠大的電容可以吸收或供出CPU瞬變電流；然而，這增加了整體成本。

大多數(shù)大電流CPU核電源采用了電壓定位技術，以減小對大容量電容的需求。輸出電壓可以依據(jù)定義好的斜率隨負載電流增大而降低(跌落)。電壓與電流之間的關系曲線稱為“負載線”，斜率定義為阻抗(例如，1m)。該方案的優(yōu)點是動態(tài)下可放寬電壓裕量，從而減小了安全工作對電容容量的要求。

如果不考慮電壓定位，從理論上講電壓模式在電壓環(huán)路響應方面具有較大優(yōu)勢。環(huán)路的理論帶寬是輸出電壓紋波頻率的函數(shù)，或是每相開關頻率與相數(shù)的乘積。在峰值電流模式下，由于“采樣效應”，電壓環(huán)路帶寬僅僅是每相開關頻率的函數(shù)。

然而，電壓定位在具體應用中存在實質(zhì)上的差別。注意：電壓模式控制還需要第二個控制環(huán)路來實現(xiàn)電流均衡。該環(huán)路的帶寬通常設置為電壓環(huán)路帶寬的1/5至1/10，以防止和電壓環(huán)路相互干擾，由于電流均衡通常為低速調(diào)節(jié)，因此低帶寬足以滿足要求。然而，對于電壓定位而言，負載瞬態(tài)響應是電流環(huán)路帶寬的直接函數(shù)。對于電壓模式，其帶寬相當?shù)?例如5kHz)。對于峰值電流模式，電流環(huán)路帶寬與電壓環(huán)路帶寬相同(如50kHz至75kHz)，因為僅在一個環(huán)路使用電壓和電流反饋。圖6和圖7所示為示波器測試到的圖形，從中可以看出瞬態(tài)性能的差異非常明顯。兩個圖中顯示的都是先加載95A階躍負載，然后斷開95A負載的情況。圖6.電壓模式瞬態(tài)響應(競爭產(chǎn)品)圖7.峰值電流

模式瞬態(tài)響應(MAX8810A)

不同調(diào)節(jié)器實現(xiàn)電壓定位的方式不盡相同。電壓模式下的第二個電流環(huán)路通?？商峁┛偲骄娏鳌Ｔ撾娏靼凑找欢ū壤?，通過電阻建立一個偏移電壓，該偏移電壓作用在基準電壓或反饋電壓，需選取適當?shù)淖柚狄蕴峁┻m當?shù)呢撦d線電阻。

MAX8809A/MAX8810A采用另一種不同的方法，用一定的增益來動態(tài)設置輸出負載線(圖8)。圖8.具有動態(tài)電壓定位的峰值電流模式控制(MAX8810A)誤差電壓計算公式如下所示：VC=gMVxRCOMPx(VDAC-VOUT)其中，gMV是誤差放大器的增益，RCOMP是誤差放大器輸出端和地之間的電阻，VDAC是所期望的輸出電壓，VOUT是實際的輸出電壓。同樣，PWM比較器反相輸入端上的電壓為：VC=(IOUT/N)xRSENSExGCA其中，IOUT是輸出(CPU)負載電流，N是相數(shù)，RSENSE是電流檢測電阻，GCA是電流檢測放大器的增益。在穩(wěn)壓狀態(tài)下，這兩個電壓必須相等，將變量代入并重新整理，可得：(VDAC-VOUT)/IOUT=(RSENSExGCA)/(NxgMVxRCOMP)(VDAC-VOUT)/IOUT是前面定義的負載線阻抗。電流檢測增益(GCA)和誤差放大器跨導(gMV)為IC參數(shù)，是恒定常量；參數(shù)RSENSE和N則由具體應用決定。因此，通過選擇恰當?shù)腞COMP值可設置負載線路阻抗，它還用來設置誤差電壓放大器的增益。環(huán)路補償

上述MAX8809A/MAX8810A電壓定位技術的優(yōu)點在于其簡易性。用于電壓定位的誤差放大器輸出電阻也可用于環(huán)路補償。電流峰值模式僅需要單極點補償，以便抵消大容量電容及其ESR所形成的零點。MAX8809A/MAX8810A則僅需要增加一個與電壓定位電阻并聯(lián)的小電容。電壓定位和環(huán)路補償?shù)慕Y合大大減少影響調(diào)節(jié)器輸出精度的誤差源。

由于電壓模式調(diào)制器(控制環(huán)路)和輸出濾波器引入了幾個極點和零點，其補償更加復雜。電壓模式通常需要III型補償方案，增加了小尺寸電阻和電容的數(shù)目。溫度補償

用電感DCR作為電流檢測元件的缺點是：由于銅線具有正溫度系數(shù)，因此DCR會隨溫度變化。這直接影響了電壓定位和限流保護的精度。

可使用等值、負溫度系數(shù)的電阻(NTC)對設計進行補償。該NTC通常也是設置負載線阻抗電阻網(wǎng)絡的一部分，確保輸出電壓與電流比例在工作溫度范圍內(nèi)穩(wěn)定。由于NTC在整個溫度范圍內(nèi)是非線性的，因此，電阻網(wǎng)絡必須包括兩個額外的電阻，在工作溫度范圍內(nèi)實現(xiàn)阻抗線性化。

該技術的缺點是限流電路并未進行溫度補償。室溫下確定的限流門限在高溫下必須按比例增加，以應對增強的電流信號。室溫下，電感和MOSFET必須加大尺寸，以處理限流條件下的最大電流，這會提高方案成本。

MAX8809A/MAX8810A提供了一項創(chuàng)新技術，這些調(diào)節(jié)器也采用NTC，但與電壓定位電路無關。器件內(nèi)部進行線性化處理，省去了兩個外部電阻，經(jīng)過溫度修正后的電流信息用于內(nèi)部電壓定位和限流。競爭產(chǎn)品還需要第二個NTC補償限流，而MAX8809A/MAX8810A則使用同一內(nèi)部溫度信息實現(xiàn)VRH