一種基于噪聲抵消的0-5-mCMOS寬帶低噪聲放大器設計

第15卷第4期電路與系統(tǒng)學報Vol.15No.4OFCIRCUITSANDSYSTEMSAugust,20102010年8月JOURNAL文章編號：1007-0249(2010)04-0082-04一種基于噪聲抵消的0.5μmCMOS寬帶低噪聲放大器設計沈曉燕，楊衡靜，張振娟（南通大學電子信息學院，江蘇南通226007）*摘要：設計了一種應用于DRM（DigitalRadioMondiale，全球數(shù)字廣播）和DAB（DigitalAudioBroadcasting，數(shù)字音頻廣播）的寬帶低噪聲放大器。該放大器采用噪聲抵消結(jié)構(gòu)，抵消輸入匹配器件在輸出端所產(chǎn)生的熱噪聲和閃爍噪聲，使得輸入阻抗匹配和噪聲優(yōu)化去耦。采用華潤上華CSMC0.5μmCMOS工藝實現(xiàn)。測試結(jié)果表明，3dB帶寬為300kHz~555MHz，最大增益為16.2dB，S11和S22小于-3.6dB，最小噪聲系數(shù)為3.8dB，輸入?yún)⒖嫉?dB增益壓縮點為0.5dBm，在5V電源電壓情況下功耗為97.5mW，芯片面積為0.49mm2。關鍵詞：低噪聲放大器；噪聲抵消；全球數(shù)字廣播；數(shù)字音頻廣播中圖分類號：TN432文獻標識碼：A1引言近年來數(shù)字廣播研究取得了巨大的進展，DRM（DigitalRadioMondiale，全球數(shù)字廣播）[1]和DAB（DigitalAudioBroadcasting，數(shù)字音頻廣播）[2]成為不同頻段的數(shù)字廣播標準，DRM覆蓋頻段范圍為148kHz~27MHz，其信道帶寬為20kHz，能夠提供全球范圍內(nèi)音頻業(yè)務和數(shù)據(jù)業(yè)務。DAB頻段覆蓋范圍為174~240MHz和1452~1492MHz，其信道帶寬為1.536MHz，能夠提供音頻、數(shù)據(jù)和圖像業(yè)務。目前大多數(shù)DRM/DAB接收機調(diào)諧器芯片采用的是原有模擬AM/FM調(diào)諧器芯片。在靈敏度、噪聲和線性度等指標上不能完全滿足DRM/DAB標準，目前尚未有一款DRM/DAB多標準專用調(diào)諧器芯片問世。本文主要針對DRM全頻段和DAB的174~240MHz頻段設計一種應用于DRM/DAB調(diào)諧器的寬帶低噪聲放大器。接收機結(jié)構(gòu)采用兩次變頻低中頻結(jié)構(gòu)[3]，第一中頻為35.452MHz，第二中頻為173kHz。低噪聲放大器的性能參數(shù)的好壞決定整個調(diào)諧器系統(tǒng)的水平，目前常常采用的寬帶低噪聲放大器結(jié)構(gòu)有電阻反饋共源共柵極結(jié)構(gòu)、共柵結(jié)構(gòu)、片外無源LC網(wǎng)絡匹配共源共柵結(jié)構(gòu)等[4]，然而采用上述結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器難以解決輸入阻抗匹配和噪聲優(yōu)化去耦的問題。本文針對DRM/DAB調(diào)諧器應用要求，設計了一款寬帶低噪聲放大器，該電路采用噪聲抵消技術(shù)[5]消除輸入MOS管的噪聲貢獻，使得在整個工作頻率范圍內(nèi)滿足電壓增益、阻抗匹配、噪聲系數(shù)、線性度等指標要求，同時該電路不采用片外和片內(nèi)電感，大大減小了芯片和調(diào)諧器系統(tǒng)面積。2噪聲抵消原理和電路設計2.1噪聲抵消原理寬帶低噪聲放大器采用電阻反饋共源結(jié)構(gòu)，為了降低輸入級引入的噪聲，采用了噪聲抵消技術(shù)，其原理圖如圖2所示。該電路的主要目的是抑制輸入級M11和M12所引入的噪聲?？紤]到DRM/DAB的頻段覆蓋范圍，由于其低頻的應用背景，MOS管M11和M12所產(chǎn)生的噪聲由溝道熱噪聲和閃爍噪聲（1/f噪聲）組成，而忽略其他噪聲模型。因此，M11和M12產(chǎn)生的噪聲可以用等效噪聲電流源來表示：KK22=4kTγg?f+?f，i=4kTγg?f+?f（1）ind1n12d211ff*收稿日期：2009-04-07修訂日期：2009-08-13基金項目：江蘇省教育廳自然科學基金（07KJD120167）；南通大學自然科學基金項目（06Z037）；南通市科技計劃項目（K2009037）第4期沈曉燕等：一種基于噪聲抵消的0.5μmCMOS寬帶低噪聲放大器設計83其中4kTγgd1?f和為4kTγgd2?fM11和M12的溝道熱噪聲，K?f/f為M11和M12的1/f噪聲。M11和M12為電流復用結(jié)構(gòu)，用來增加輸入級的跨導效率。噪聲電流源in11和in12所產(chǎn)生的噪聲電流從反饋電阻Rf流向Rs，在節(jié)點Y和節(jié)點X產(chǎn)生的電壓具有相同的相位。X節(jié)點所產(chǎn)生的噪聲電壓vX,n另外一共源放大器M2放大，M2被稱為抵消放大器。與此同時，Y節(jié)點所產(chǎn)生圖1噪聲抵消結(jié)構(gòu)原理圖的噪聲電壓vY,n通過源跟隨器M3傳輸?shù)焦?jié)點Z，在Z節(jié)點兩個噪聲電壓疊加。由于如圖1所示噪聲電壓在Z點的相位相反，因此，合理的選擇晶體管M2和M3的大小，可以使得M11和M12所產(chǎn)生的噪聲vX,n和vY,n相互抵消。另外一方面，如圖1所示，由于所需要的射頻信號在Z點疊加的時候相位相同，因此信號將加強。該電路的輸入輸出阻抗可以簡化為以下公式：Ri≈gm1，Ro≈gm3（2）其中，gm1是電流復用結(jié)構(gòu)gm11和gm12之和，假設源阻抗為Rs（一般為50?），那么gm1和gm3的大小為：gm1=gm3=Rs（3）同時，M2和M3的增益可以表示為：Aγ,M2≈?gm2(RL//gm3)=?gm2Rs/2（4）Aγ,M3≈gm3RL/(1+gm3RL)=1/2（5）輸入匹配晶體管M11和M12所產(chǎn)生的等效輸出噪聲電壓為：vo,n=vX,nAv,M2+vY,nAv,M3=in1[Rs(?gm2Rs/2)+(Rs+Rf)/2]（6）其中，in1=in11+in22。由于噪聲抵消vo,n=0，可以得到噪聲抵消條件為：gm2=(1+(Rf/Rs))/Rs（7）公式（7）可以看出，合理選擇M2的跨導可以使得輸入管M11和M12所產(chǎn)生的噪聲在輸出端抵消，從而能夠使得低噪聲放大器的輸入阻抗匹配和噪聲優(yōu)化不相關，這在傳統(tǒng)的寬帶低噪聲放大器中是很難實現(xiàn)的。同時，可以得到該低噪聲放大器的增益可以表示為：Av=vo,s/vi,s=?Rf/Rs（8）噪聲系數(shù)公式可以表示為：R?R?γRNF=1+s+?s?+?s?Rf?4Rf?Rf?23??2RsKRs?+1?+（9）?8kTR?Rf?ff??在公式（9）中，Rs和Rf表示為源阻抗和反饋電阻大小。γ為晶體管噪聲參數(shù)，對于深亞微米工藝而言γ大小在1到3之間，K是一個經(jīng)驗參數(shù)。從公式（9）可以看出NF是和Rf相關的，因此可以通過增加反饋電阻來使得寬帶低噪聲放大器的噪聲系數(shù)減小。2.2電路實現(xiàn)和版圖設計圖2為具體電路實現(xiàn)。輸入級采用NMOS和PMOS互補形式，增加跨導效率，從而降低電路功耗。第一級和第二級之間采用交流耦合，其中R1設計大于100K?，這樣既能保證第一級信號有效傳輸?shù)降诙墸瑘D2低噪聲放大器電路實現(xiàn)84電路與系統(tǒng)學報第15卷同時能夠保證電路輸入阻抗可以表示為公式（1）所示。M21和M22為共源共柵晶體管，一方面提高反相隔離，另一方面作為源極跟隨器M3的負載增加其輸出阻抗。電容C2為電流源旁路電容，減小電源抖動對于增益和輸入阻抗的影響。C3和C4用于濾除偏置電路引入的噪聲。電路參數(shù)計算如下：根據(jù)輸入輸出阻抗匹配到50?的要求，M11、M12和M3的跨導必須滿足：gm11+gm12=0.02S，gm3=0.02S考慮到增益、噪聲系數(shù)和功耗的折中，選擇Rf為400?，則電壓增益為：Av=Rf/Rs=8≈18dB由于噪聲抵消條件（7），可以計算得到M2管的跨導gm2＝0.18S，設計時候由于電路功耗的限制選擇gm2小于這個值，使得噪聲抵消條件稍稍發(fā)生偏移，導致實際電路的噪聲系數(shù)會比理論計算值大。本文的低噪聲放大器采用華潤上華標準CSMC0.5-μm1P2MCMOS工藝實現(xiàn)。該工藝沒有1/f噪聲模型，因此設計過程中，噪聲優(yōu)化主要靠理論計算實現(xiàn)。為了減小輸入寄生電阻，版圖采用較寬金屬走線，這樣帶來了輸入寄生電阻和輸入寄生電容的折中。同時為了提高晶體管之間的隔離度，采用P型襯底接觸保護環(huán)。圖3低噪聲放大器芯片照片3測試結(jié)果與分析芯片照片如圖3所示。芯片面積僅僅為0.7mm×0.7mm。芯片測試采用在晶圓測試方案，輸入和輸出采用標準的GSG探網(wǎng)絡分析儀以及AgilentE4440A頻譜分析儀等。圖4為S參數(shù)測試結(jié)果，左上為S11測試曲線，右上為S21測試曲線，左下為S12測試曲線，右下為S22測試曲線。掃描工作頻率為300kHz~1GHz，可以看出3dB帶寬為300kHz~555MHz，增益S21為16.2dB，在3dB帶寬內(nèi)，輸入反射系數(shù)S11<-3.6dB，輸出反射系數(shù)S22<-4dB，反向隔離度S12<-40.0dB。在300kHz~1GHz的頻率范圍內(nèi)，增益都大于10dB。輸入反射系數(shù)較仿真時候有所惡化，原因可能是由于反饋電阻的大小隨工藝偏差較大，導致輸入阻抗發(fā)生了偏差。圖5為噪聲系數(shù)測試結(jié)果，掃描工作頻率1MHz~500MHz，可以看出最小噪聲系數(shù)在190MHz左右，其大小為3.8dB。在低頻端由于晶體管1/f噪聲的影響，噪聲系數(shù)變差。圖6為低噪聲放大器線性度測試結(jié)果，單音信號頻率為190MHz，掃描輸入功率-40dBm~5dBm，可以得到輸入功率參考的1dB增益壓縮點在0.5dBm左右，從而可以估算出輸入?yún)⒖嫉腎P3在10.5dBm針。主要測試儀器包括Cascade探針臺、AgilentE5071B矢量圖4S參數(shù)測試結(jié)果NF(dB)f(MHz)圖5噪聲系數(shù)測試結(jié)果圖6線性度測試結(jié)果第4期沈曉燕等：一種基于噪聲抵消的0.5μmCMOS寬帶低噪聲放大器設計85左右。測試得到寬帶低噪聲放大器性能指標如表1所示。4結(jié)論針對DRM/DAB接收機系統(tǒng)指標要求，采用CSMC0.5μmCMOS工藝設計了一種寬帶低噪聲放大器。通過仿真測試BW3dB(MHz)0.08~8000.3~555表1低噪聲放大器性能總結(jié)Gmax(dB)14.816.2S11(dB)S22(dB)NFmin(dB)P1dB(dBm)Current(mA)Area(mm2)<-9<-10<-3.6<-41.8-316.6@5V0.493.80.519.5@5V0.49噪聲抵消技術(shù)消除輸入匹配器件在輸出端所產(chǎn)生的噪聲功率，能夠同時實現(xiàn)輸入阻抗匹配和噪聲優(yōu)化。測試結(jié)果表明，該技術(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)較好的噪聲系數(shù)，增益，線性度等指標，能夠應用于DRM全頻段和DAB（BandIII）頻段的調(diào)諧器芯片中。參考文獻：[1][2][3][4][5]ETSIES201980.DigitalRadioMondiale(DRM)[S].SystemSpecnification,2005.ETSIEN30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