非線性電子線路總結歸納寶典

第4章

振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路概述

4.1

頻譜搬移電路的組成模型

4.2

乘法器電路4.3

混頻電路4.4

振幅調(diào)制與解調(diào)電路第4章

振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻電路概述

1.地位：通訊系統(tǒng)的基本電路。

2.特點：電路中進行信號頻譜的變換，即將兩種信號的頻譜，通過非線性頻譜變換產(chǎn)生多種信號的頻譜分量，從中取出所需頻譜分量。

為此，需引用一些信號與頻譜的概念，并注意信號的三種表示法：表達式、波形圖、頻譜圖。

3.信號與頻譜信號表達式波

形單音調(diào)制波載

波復音調(diào)制波頻譜4.模擬乘法器

在各種頻譜變換電路中，模擬乘法器具有重要用途，可實現(xiàn)兩信號的相乘。5.兩種類型的頻譜變換電路1.頻譜搬移電路：將輸入信號的頻譜沿頻率軸搬移。例：振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻電路(第四章討論)。

特點：兩個參與頻譜變換的信號，僅在頻譜線上移動，不產(chǎn)生新的頻譜分量。

2.頻譜非線性變換電路：將輸入信號的頻譜進行特定的非線性變換。

例：頻率調(diào)制與解調(diào)電路(第五章討論)。

特點：這種頻譜變換將產(chǎn)生新的豐富的頻譜分量。

4.1

頻譜搬移電路的組成模型

4.1.1振幅調(diào)制電路的組成模型

一、調(diào)幅波的數(shù)學表式

設：調(diào)制信號

(1)載波信號(2)其中：

——載波角頻率，——載波頻率，

。若同時作用在一個非線性器件上，為分析方便，將非線性器件的輸出電流用麥可勞林級數(shù)展開，

(3)(4)將(3)代入(4)，取前三項，則

(5)將第三項展開，利用式，故(5)式若負載為LC調(diào)諧回路，

，2

，2c均遠離c，去掉它們及直流分量，則上式故，調(diào)幅波電流的數(shù)學表達式為

式中：

——為載波電流的振幅—幅調(diào)波電流振幅

—調(diào)制系數(shù)，與

V

成正比。若負載為

LC

調(diào)諧回路，中心頻率f0，諧振電阻RP，則回路兩端電壓(4-1-1)

式中：

—載波電流的振幅式中，——載波電壓振幅，，、取決于調(diào)幅電路的比例常數(shù)。為保證不失真，要求二、普通調(diào)幅信號及其電路組成模型1.組成模型由圖，調(diào)幅電路組成模型：相加器與相乘器

圖中，——乘法器的乘積系數(shù)，A

——加法器的加權系數(shù)，且2.單音調(diào)制(1)表達式

(4-1-2)

式中：

——的振幅，反映調(diào)制信號的變化，稱調(diào)幅信號的包絡。

(2)波形

—調(diào)幅度，表征調(diào)幅信號的重要參數(shù)，它的一般定義式為顯然，1≥

Ma≥

0，若

Ma≥

1，在附近，變?yōu)樨撝?。波形?a)圖所示，出現(xiàn)過調(diào)幅失真。在實際調(diào)幅電路中，由于管子截止，過調(diào)幅的波形變?yōu)?b)圖。(3)頻譜將(4-1-2)式用三角函數(shù)展開

單音調(diào)制時調(diào)幅信號的頻譜：由三個分量組成：①

——

載波分量

②

——

上邊頻分量

③

——下邊頻分量

上、下邊頻是由乘法器對和相乘的產(chǎn)物。3.復音調(diào)制(1)表達式設為非余弦的周期信號，其付里葉展開式為音頻信號的一般表達式

式中，為最高調(diào)制角頻率，其值小于，輸出信號電壓為

(2)頻譜

可見，的頻譜結構：

——載波分量；、

、…、——

上、下邊頻分量，它們的幅度與調(diào)制信號中相應頻譜分量的幅度成正比。(3)頻譜寬度

調(diào)幅信號的頻譜寬度為調(diào)制信號頻譜寬度的兩倍，即4.結論

調(diào)幅電路組成模型中的乘法器可對和實現(xiàn)相乘運算，其結果

：在波形上，將不失真地轉移到載波信號振幅上；

在頻譜上，將的頻譜不失真地搬移到的兩邊。5.調(diào)幅波的功率(設單位電阻、單音調(diào)制)

(1)調(diào)幅信號在載頻一個周期內(nèi)的平均功率

式中：——載波分量產(chǎn)生的功率。

是發(fā)射功率，為

t的函數(shù)，

當時，，

(2)在一個調(diào)制波一個周期內(nèi)的平均功率

()——上、下邊頻電壓分量的功率，稱為邊頻功率。(3)討論是調(diào)幅信號中各頻譜分量產(chǎn)生的平均功率之和。式中：——載波分量產(chǎn)生的功率。而當一定時，↑，↓，而為等幅振蕩，攜帶信息。例：當時，=0.33

，

這說明：當時，占的

67%，占的

33%。

而一般電臺發(fā)射信號，，這時結論：普通調(diào)幅波，發(fā)射效率極低。

解決辦法：抑制載波

振幅調(diào)制信號的分類:1.普通調(diào)幅(AM)信號：基本，其它由它演變來。

2.抵制載波的雙邊帶調(diào)制(DoubleSidebandModulation-DSB)信號

3.抵制載波和一個邊帶的單邊帶調(diào)制(SSB)信號三、雙邊帶和單邊帶調(diào)制電路組成模型1.雙邊帶（DSB）調(diào)制信號

調(diào)制信號的頻譜結構包括：

上、下邊頻分量：反映調(diào)制信號的頻譜結構

戴波分量：僅起著通過乘法器將調(diào)制信號頻譜搬移到兩邊的作用，本身并不反映調(diào)制信號的變化。傳輸前可抵制掉，以節(jié)省發(fā)射機的發(fā)射功率。

雙邊帶調(diào)制

——

這種僅傳輸兩個邊頻的調(diào)制方式稱為抵制載波的雙邊帶調(diào)制。簡稱雙邊帶調(diào)制

(2)表達式

——普通調(diào)幅——雙邊帶調(diào)幅顯然，它與調(diào)幅信號的區(qū)別就在于其載波電壓振幅不是在上下按調(diào)制信號規(guī)律變化。這樣，當調(diào)制信號進入負半周時，就變?yōu)樨撝?。表明載波電壓產(chǎn)生180°相移。因而當自正值或負值通過零值變化時，雙邊帶調(diào)制信號波形均將出現(xiàn)

180°的相位突變。由此可見，雙邊帶調(diào)制信號的包絡已不再反映的變化，但仍保持了頻譜搬移的特性，因而仍是振幅調(diào)制波的一種?？捎贸朔ㄆ髯鳛殡p邊帶調(diào)制電路的組成模型。圖中2.單邊帶調(diào)制信號(1)單邊帶（SSB）調(diào)制信號

進一步觀察雙邊帶調(diào)制信號的頻譜結構，不難發(fā)現(xiàn)，上、下邊帶都反映了調(diào)制信號的頻譜結構，區(qū)別僅在于下邊帶反映的是調(diào)制信號頻譜的倒置。這種區(qū)別對傳輸信息是無關緊要的。因此，從傳輸信息的觀點來說，還可進一步將其中的一個邊帶抑制掉。這種僅傳輸一個邊帶的調(diào)制方式稱為單邊帶調(diào)制。它除了保持雙邊帶調(diào)制波節(jié)省發(fā)射功率的優(yōu)點外，還將已調(diào)信號的頻譜寬度壓縮一半，即

由于上述優(yōu)點，單邊調(diào)制已成為頻道特別擁擠的短波無線電通信中最主要的一種調(diào)制方式。

(2)實現(xiàn)模型

①

濾波法：由乘法器和帶通濾波器組成，稱為濾波法。乘法器產(chǎn)生雙邊帶調(diào)制信號，而后由濾波器取出一個邊帶信號，抑制另一個邊帶信號，便得到所需的單邊帶調(diào)制信號。

②

相移法：由兩個乘法器，兩個

90°相移器和一個相加器組成

設，則由乘法器I產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)制信號為由乘法器Ⅱ產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)制信號為將和相加，結果是上邊帶抵消，下邊帶疊加，輸出為取下邊帶的單邊帶調(diào)制信號。而將和相減，結果是下邊帶疊加，輸出是取上邊帶的單邊帶調(diào)制信號，即

以上以單音調(diào)制為例論證了相移法的組成模型。實際上這個模型對復雜信號調(diào)制也是成立的。4.1.2振幅解調(diào)和混頻電路的組成模型

振幅解調(diào)器和混頻器的作用都是實現(xiàn)頻譜不失真的搬移，具有類似的組成模型，因此，將這兩種功能的電路放在一起介紹。

一、振幅解調(diào)電路1.定義解調(diào)(Demodulation)：調(diào)制的逆過程。

振幅檢波(簡稱檢波Detector)：振幅調(diào)制信號的解調(diào)電路，作用是從振幅調(diào)幅信號中不失真地檢出調(diào)制信號來。

2.組成模型

由乘法器和低通濾波器

組成?！?/p>

輸入的調(diào)制信號電壓

——

輸入的同步信號，特點，與原載波信號同頻同相位，即——

還原的調(diào)制信號3.原理

頻譜搬遷

——

在頻域上，將振幅調(diào)制信號頻譜不失真地搬回到零頻率附近。

(1)調(diào)幅信號與一個同步信號相乘，結果的頻譜被搬到的兩側：

①

搬到兩側，構成載波角頻率為的雙邊帶調(diào)制信號，它是無用的寄生分量；

②

搬到零頻率兩側，其中，的一個邊帶被搬到負頻率軸上，負頻率是不存在的，實際上這些負頻率分量應疊加在正頻率分量上，構成實際的頻譜，因而它比搬到

上的任一邊帶頻譜在數(shù)值上加倍。

頻譜的搬移過程(假設為雙邊帶)：

(2)

濾波：用低通濾波器濾除無用的寄生分量，取出所需的解調(diào)電壓。

4.討論

(1)同步信號必須與原載波信號嚴格同步(同頻、同相)，故稱為同步檢波電路。否則檢波性能下降。

(2)如果解調(diào)單邊帶調(diào)制信號，同步信號不同步不僅引起輸出音頻電壓的頻率偏移，而且還會引起相位偏移(語言通信時，聲音不自然，或很難聽懂)。

除了同步檢波電路外還有一種檢波電路，稱為包絡檢波電路，不需要同步信號，后面再討論。

二、混頻(Mixer)電路

又稱變頻(Convertor)電路，是超外差式接收機的重要組成部分。

1.作用

頻譜搬移

——

將載頻為的已調(diào)信號

不失真地變換為載頻為的已調(diào)信號?！?/p>

中頻信號，相應的簡稱中頻

——

本地振蕩器產(chǎn)生的本振電壓，稱為本振角頻率。、、之間的關系為

2.組成模型混頻電路為典型的頻譜搬移電路，可以用乘法器和濾波器來實現(xiàn)。

3.原理(1)混頻設

當

時，乘法器輸出電壓頻譜如右圖，即將的頻譜不失真地搬移到本振角頻率的兩邊：

一邊搬到上，構成載波角頻率為的調(diào)幅信號；另一邊搬到上，構成載波角頻率為的調(diào)幅信號。若令，則前者為無用的寄生分量，而后者為有用中頻分量。

(2)濾波

用調(diào)諧在上的帶通濾波器取出有用的分量，抑制寄生分量，便可得到所需的中頻信號。濾波器的頻帶寬度應大于或等于輸入調(diào)幅信號的頻譜寬度。作業(yè)：4-1，2,34.2相乘器電路由

4.1節(jié)知，實現(xiàn)頻譜搬移功能的最基本電路是乘法器。

但實際使用的乘法器多利用非線性器件構成的。我們的任務是找出非線性器件的相乘功能項，以實現(xiàn)頻譜搬移的要求。

例，如若

，在電流展開式中，能產(chǎn)生項的只能在項中的交叉項中產(chǎn)生。因此，對于任何非線性器件，為完成上述功能，我們最關心的是這一項，它在頻譜搬移中起決定性的作用。1.非線性器件的相乘作用及其特性；本節(jié)內(nèi)容：2.雙差分對平衡調(diào)制器和模擬相乘器；3.大動態(tài)范圍平衡調(diào)制器AD630；4.二極管雙平衡混頻器。

非線性器件，工作點不同，輸入信號大小不同，可用不同的解析函數(shù)反映其輸出電流與輸入電壓之關系。4.2.1

非線性器件的相乘作用及其特性一、非線性器件相乘作用的一般分析如二、三極管，它的伏安特性為

(4-2-1)式中，v=VQ+v1+v2VQ——

靜態(tài)工作點電壓，v1

和

v2

——

兩個輸入電壓。(4-2-2)由泰勒級數(shù)令x=VQ+v1+v2,在Q點的展開式為：=式中，，，…，由下列通式表示(4-2-3)由二項式定理，所以(4-2-4)

(1)出現(xiàn)了兩個電壓的相乘項

(2)高階相乘項()。設，將它們代入(4-2-4)式，并進行三角函數(shù)變換，可知該非線性器件的輸出電流

i中包含有下列通式表示的眾多組合頻率電流分量：

可見，當兩個輸入電壓同時作用下，器件響應電流中時的展開式出現(xiàn)。故，非線性器件的相乘作用不理想，需采取措施減少這些無用相乘項。式中，p

和

q

是包括零在內(nèi)的正整數(shù)。其中，只有的和頻或差頻(1,1)

是有用相乘項產(chǎn)生的，而其它組合頻率分量都是無用相乘項產(chǎn)生的。為了消除無用組合頻率分量，可采取以下措施：

(1)從器件特性上選擇有平方律關系的器件(場效應管)；

(2)從電路考慮，采用對稱平衡電路，抵消部分無用組合頻率分量；

(3)從輸入電壓大小考慮。限制信號電壓大小，使組合頻率分量幅度最小。

（4-2-5）二、線性時變狀態(tài)1.線性時變表達式其中，最重要的措施就是使非線性器件處于線性時變狀態(tài)。將(4-2-4)改寫為v2的冪級數(shù)故上式可看成在點上對v2的泰勒級數(shù)展式，即

式中

v2足夠小時，可以忽略v2二次方及其以上各次方項，則上式簡化為

和均是與

v２無關的系數(shù)，但它們都是v１的非線性函數(shù)，且隨時間而變化，故稱為時變系數(shù)或時變參量。

其中，是v２=0時的電流，稱時變靜態(tài)電流用或表示；是增量電導在v２=0時的數(shù)值，稱時變增量電導，用或表示，則上式可表示為：（4-2-9）因為、與v２無關，v２為變量，故i與v２的關系是線性的，類似于線性器件，但它們的系數(shù)是時變的，故稱線性時變。該狀態(tài)十分適宜構成頻譜搬移電路式中2.頻率成份當時，將是角頻率為1

的周期性函數(shù)，它的傅里葉展開式由平均分量、1

及各次諧波組成：(n1)可見，在線性時變工作狀態(tài)下，非線性器件的作用不是直接將

v1與

v2

相乘，而是由

v1

控制的特定周期函數(shù)

與

v2

相乘。設，則產(chǎn)生的組合頻率分量的頻率通式為，與(4-2-5)比較，消除了

p

為任意值時

q=0

和

q

＞1的眾多分量。同時在構成頻率譜搬移電路時，在組合頻率分量中，由于有用分量和無用分量之間的頻率間隔很大，因而很容易用濾波器濾除無用分量，取出所需的有用分量。

例如：構成振幅調(diào)制電路時，

，且。其中，有用分量為的上、下邊頻分量，而其它無用分量的頻率均遠離上、下邊頻分量。不存在

，等靠近上、下邊頻的失真邊帶分量。又如，構成混頻器時，

其中，除有用中頻

I

分量外，其它都是遠離

I

的無用分量，不存在角頻率接近

I

的組合頻率分量。

三、半導體器件的線性時變模型1.二極管

一個晶體二極管，當足夠大，輪流工作在管子的導通區(qū)和截止區(qū)時，可以認為，管子導通后特性的非線性相對單向?qū)щ娦詠碚f是次要的，因而它的伏安特性可合理地用自原點轉折的兩段折線逼近，導通區(qū)折線的斜率為，相應的增量電導特性在

v＞

0

區(qū)域內(nèi)為一水平線。若設

VQ=0，則在

v1

作用下，為半周余弦脈沖序列，為矩形脈沖序列。

現(xiàn)引入代表高度為

1

的單向周期性方波，稱為單向開關函數(shù)，它的傅里葉級數(shù)展開式為

(4-2-12)則和可分別表示為故僅含奇數(shù)項因此，對于圖示二極管電路，當

v2

足夠小時，根據(jù)（4-2-9

）通過二極管電流

i

為

由此，可畫出二極管的等效電路如圖。

圖中，二極管用開關等效，開關受控制，按角頻率

做周期性的啟閉，閉合時的導通電阻為。在這種工作狀態(tài)下，可進一步減少中

p為偶數(shù)的眾多組合頻率分量，使無用分量大大減少。

可見，二極管用受控制的開關等效是線性時變工作狀態(tài)的一個特例，它可以減少組合頻率分量。除v2足夠小外，還要求v1足夠大，以致二極管特性可用在原點處轉折的兩段折線逼近。這時管子的導通與截止僅由

v1

控制而不受

v2影響時，線性時變工作狀態(tài)便轉換為開關狀態(tài)。

2.差分對管已知差分對管差模特性差模輸入，若使偏置電流源

I0

受有用信號

v2

控制，且有，A和

B

為常數(shù)，則差分對管就能工作在線性時變狀態(tài)。將代入差模特性，差分對管輸出差值電流為

令，由于的付氏級數(shù)為式中是(2n-1)次諧波分量的分解系數(shù)。不同

x1時，的值列于表4-2-1。所以

與例1比較，利用兩管的平衡抵消原理，差分對管的輸出電流中又減少了直流分量與p為偶數(shù)的眾多組合分量。當

x1

很大(x1＞10,即

V1m＞

260mV)時，趨于周期性方波，如圖(a)，可近似用圖(b)雙向開關函數(shù)表示，相移

180°的單向開關函數(shù)表示，相應的付氏級數(shù)為

即，

可由兩個比較例1與上例二極管不同，差分對管為由多個非線性器件組成的平衡式電路，v1

和

v2

分別加在不同器件的輸入端，實現(xiàn)

f(v1)

和

f(v2)

相乘的特性。當工作在線性時變狀態(tài)(包括開關狀態(tài))時，可不必將

v2

限制在很小的數(shù)值內(nèi)，只要保證

I0受

v2的控制是線性的就可以了。小結（1）線性時變器件適宜構成頻譜搬移電路的原因盡管線性時變器件輸出電流中存在眾多無用組合頻率分量，但它們的頻率均遠離有用信號頻率，可用濾波器將其濾掉。所以，盡管這些組合頻率分量無用，但也無害。

例1例2組成單個非線性器件多個非線性器件（差分對管）組成平衡式電路特點信號加在同一器件輸入端信號加在不同器件輸入端

v2幅度受限v2幅度不受限，（線性）輸出電流無q=1，p為偶數(shù)組合頻率分量無平均分量、q=1，p為偶數(shù)的組合頻率分量（2）兩種常用非線性器件實現(xiàn)線性時變工作的特點及減小組合頻率分量的特性

作業(yè)：4-6，4-8，4-9

小結：由非線性器件構成相乘器電路時，可以有兩種模式：

(1)

v1

和

v2直接相乘，必須采取平衡、反饋等措施消除無用的高階相乘項，并擴展兩輸入信號電壓的動態(tài)范圍(模擬乘法器)，應用于頻譜搬移電路，信號處理電路。例：雙差分對模擬乘法器。

(2)將

v2與經(jīng)非線性變換的

v1相乘，主要用于頻譜搬移電路，并以調(diào)制器或混頻器命名。例如：雙差分對平衡調(diào)制器，大動態(tài)范圍平衡調(diào)制器，二極管環(huán)形混頻器。

4.2.2

雙差分對平衡調(diào)制器和模擬乘法器一、雙差分對平衡調(diào)制器1.電路的組成由三個差分對管組成，T1、T2

和

T3、T4

分別由

T5、T6

提供偏置電流，組成的差分對管由電流

I0提供偏置。輸入電壓

v1交叉地加在

T1、T2

和

T3、T4的輸入端，輸入電壓v2加在

T5、T6的輸入端。平衡調(diào)制器的輸出電流

iⅠ

和

iⅡ

由上面兩差分對輸出電流合成。雙端輸出時，其值為

i=iⅠ－iⅡ其中，(i1-i2)為

T1、T2差分對的輸出差值電流，

(i4-i3)是

T3、T4差分對的輸出差值電流，它們分別為故其中，i5

-

i6

是

T5、T6對管的輸出差值電流，其值為所以(4-2-23)

此式表明，雙差分對平衡調(diào)制器不能實現(xiàn)

v1和v2

的相乘運算，僅提供了兩個非線性函數(shù)(雙曲正切)相乘的特性。

2.工作特性

(1)

≤26mV，≤26mV

。對于，當

v≤26mV

時，≤

0.5。證明？(4-2-23)式近似為實現(xiàn)了

v1和

v2的相乘運算。(2)

≤26mV，v1為任意值此時，(4-2-25)實現(xiàn)線性時變工作狀態(tài)。設，將利用(4-2-15)式展開，

則可見，線性時變工作時，利用差分對管平衡抵消原理，進一步抵消了q＞1，P

為偶數(shù)的眾多組合頻率分量。

(3)

≤26mV，

≥260mV當，≥

260mV，即

x1＞10時，，所以(4-2-25)實現(xiàn)開關工作。上述三種工作特性，均要求

v2為小值，使它的應用范圍受到限制。在實際電路中，往往采用負反饋技術來擴展

v2

的動態(tài)范圍。3.擴展

v2的動態(tài)范圍(1)電路

T5、T6管發(fā)射極之間接入負反饋電阻

RE，以擴展

v2

動態(tài)范圍為了便于集成化，將電流源

I0

兩個

I0/2

的電流源

(2)原理由圖可見

其中上式又可表示為電路中，

所以，根據(jù)限制

x

值，滿足≤

0.5(4-2-30)則

x的三次方及其以上各次方項可以忽略式中為

T5、T6管的發(fā)射極結電阻，通常滿足，則(4-2-31)故，由(4-2-21)，平衡調(diào)制器的輸出差值電流為

根據(jù)(4-2-30)

≤0.5

，和(4-2-31)

，v2允許的最大動態(tài)范圍

例如：已知則

v2的最大動態(tài)范圍為，比不加時，擴大了

10倍以上。

4.XFC1596集成平衡調(diào)制器——自己看二、雙差分對模擬乘法器1.電路組成原理許多應用場合，有時還要求擴展

v1

的動態(tài)范圍，為此采用T7～T10

組成的補償電路。

T7、T8是將基極-集電極短接的差分對管，它的輸出差值電流為同時，

vBE7-vBE8

=vBE1-vBE2vAC

=vBE7+vBE3

=vBE8+vBE4vBE7-vBE8

=vBE4-vBE3=vBE1-vBE2vAB

=vBE7+vBE2

=vBE8+vBE1ABC因而雙差分對管的輸出差值電流(由電路)i=(i1+i3)-(i2+i4)=(i1-i2)-(i4-i3)因而，T1、T2

和T3、T4

兩個差分對管的輸出差值電流分別為：可見，T7、T8

和

T1～T4

共同構成兩個差值電流(i5-

i6)和(i7-i8)相乘電路?，F(xiàn)設法轉為兩電壓乘。

T9、T10、RE1

和

T5、T6、RE2

構成相同的電壓-電流線性變換電路，它們各自將輸入電壓

v1

和

v2在限定的范圍內(nèi)線性地變換為輸出差值電流。

由4-2-31式：且忽略

T1～T4

的基極電流，則

i9-i10

i7-i8當乘法器兩輸出端接直流負載電阻

RC

時，輸出差值電壓為

vO

=(iⅠ-iⅡ)RC=

iRC

=式中，AM

為乘法器的增益。

2.集成模擬相乘器BG314（自己看）4.2.3

大動態(tài)范圍平衡調(diào)制器

AD630

AD630是用兩只增益相同的同相和反相放大器交替工作而構成的平衡調(diào)制器。可以有效地擴展

v2的動態(tài)范圍(高達100dB)一、組成原理

v2同時加到兩只放大器

A1和

A2

的輸入端，并通過開關

S與放大器

A3級聯(lián)。當開關

S接到

1端時，A1與

A3

級聯(lián)，并通過反饋電阻

Rf

接成反相放大器，增益；Avf1=-Rf/R1

；當開關

S接到

2

端時，A2與

A3級聯(lián)，并通過Rf

接成同相放大器，增益Avf2=1+Rf/R2

。若增益相等，1+Rf

/R2=Rf

//R1

R1=Rf

/R2

開關

S

受比較器

C

的輸出電平控制，而輸出電平則由輸入電壓

v1控制。假設

v1=Vlmcos1t，正半周時

S

接

2

端；負半周接

1

端，因而合成的輸出電壓

vO

可表示為

構成工作在開關狀態(tài)的平衡調(diào)制器。

4.2.4二極管雙平衡混頻器

二極管雙平衡混頻器是另一類工作在開關狀態(tài)的相乘組件，可構成性能優(yōu)良的混頻器。

一、電路組成原理作混頻器時，vS=Vsmcosct為輸入，R口，

vL=VLmcosLt為本振，L口，RL

為負載電阻，取出中頻信號，I口。Tr1、Tr2為有中心抽頭的寬頻帶變壓器，初、次級匝數(shù)比為

1:1。D1～

D4

為四只二極管。若VLm

＞＞

Vsm，則各二極管均工作在受

vL

控制的開關狀態(tài)。

vL

正半周，D2、D3

導通，D1、D4

截止。vL

負半周，D2、D3

截止，D1、D4

導通。①

vL

正半周時，開關閉合，上、下兩回路的方程為：消去

vL

，整理得相應的開關函數(shù)為

K1(Lt)K1(Lt)

同理可求

vL

負半周時的情況，此時開關函數(shù)為

K1(Lt

-

)

K1(Lt-

)所以，通過

RL的總電流為(正負半周電流方向不同，所以有負號)[K1(Lt-

)-K1(Lt)]K2(Lt)

雙平衡混頻器輸出電流中僅包含

(pL

c)的組合頻率分量，(p為奇數(shù))，抵消了L、c和

P

為偶數(shù)，q1

的眾多頻率組合。若令I=L-c

則通過的中頻電流為

iI

=cos(L

-c)t二、混頻損耗

定義：在最大功率傳輸條件下，輸入信號功率

PS對輸出中頻功率

PI

的比值，其單位用分貝表示。分貝數(shù)越大，混頻損耗越大，混頻器將輸入信號變換為輸出中頻信號的能力越差。實際上，考慮到變壓器和二極管中的損耗，Lc

約為(6～8)dB，工作頻率增高時，由于二極管結電容和變壓器分布參數(shù)的影響，Lc

將相應增大。需要指出，上述結果是在二極管開關工作時導出的。為了保證開關工作，本振功率必須足夠大，而輸入功率又必須遠小于本振功率。否則本振功率減小，或輸入信號功率增大，Lc

均將增大。

二極管雙平衡混頻組件用作雙邊帶調(diào)制電路，由于變壓器的低頻響應差，調(diào)制信號

v

必須加在

I端，載波信號

vc

加

R端，雙邊帶信號由

L端輸出。作業(yè)：4-15，4-174.3

混頻電路地位：超外差接收機的重要組成部分。

作用：將天線上感生的輸入高頻信號變換為固定的中頻信號。重要性：靠近天線，直接影響接收音機的性能。種類：(1)

一般接收機中：三極管混頻器。

(2)

高質(zhì)量通信接收機：二極管環(huán)形混頻器、雙差分對平衡調(diào)制器混頻器。

4.3.1

通信接收機中的混頻電路一、主要性能指標1．混頻增益

定義：混頻器的輸出中頻信號電壓

Vi（或功率PI）對輸入信號電壓

Vs（或功率

PS）的比值，用分貝表示(與混頻損耗

Lc

類似)

或2．噪聲系數(shù)

定義：輸入信號噪聲功率比(PS/Pn)i對輸出中頻信號噪聲功率比(PI/Pn)o的比值，即

接收機的噪聲系數(shù)主要取決于它的前端電路，若無高頻放大器，主要由混頻電路決定。

3．1dB壓縮電平

當輸入信號功率較小時，輸出中頻功率隨輸入信號功率線性地增大，混頻增益為定值；以后由于非線性，輸出功率的增大趨于緩慢。

定義：比線性增長低

1dB

時所對應的輸出中頻功率電平，用

PI1dB表示。

dBm

：高于1mW

的分貝數(shù)，P(dBm)=10lgP(mW)。

意義：PI1dB

所對應的輸入信號功率

PS

是混頻器動態(tài)范圍的上限電平。

4．混頻失真在接收機中，加在混頻器輸入端的除了有用輸入信號外，還往往存在著多個干擾信號。由于非線性，混頻器件輸出電流中將包含眾多組合頻率分量，其中，可能有某些組合頻率分量的頻率十分靠近中頻，中頻濾波器無法將它們?yōu)V除。它們疊加在有用中頻信號上，引起失真，稱混頻失真，它將嚴重影響通信質(zhì)量。5．隔離度理論上，混頻器各端口之間相互隔離，任一端口上的功率不會竄到其它端口上。實際上，總有極少量功率在各端口之間竄通。

定義：本端口功率與其竄通到另一端口的功率之比(用分貝表示)。意義：用來評價竄通大小的性能指標。

危害：在接收機中，本振端口功率向輸入端口的竄通危害最大。為保證混頻性能，加在本振端口的本振功率都比較大，當它竄通到輸入信號端口時，就會通過輸入信號回路回到天線上，產(chǎn)生本振功率的反向輻射，嚴重干擾鄰近接收機。

二、二極管環(huán)形混頻器和雙差分對混頻器

高性能通信接收機混頻器種類：二極管環(huán)形混頻器、雙差分對平衡調(diào)制器混頻器。1．二極管環(huán)形混頻器已形成完整的系列，常用的是

Level7、Level17、Level23

三種系列，它們所需的本振功率分別為

7dBm(5mW)，

17dBm(50mW)，

23dBm(200mW)(用保證二極管開關工作所需本振功率電平的高低進行分類)。顯然，本振功率電平越高，相應的

1dB壓縮電平也就越高，混頻器的動態(tài)范圍就越大。對于上述三種系列，1dB壓縮電壓所對應的最大輸入信號功率分別為1dBm(1.25mW)，10dBm(10mW)，

15dBm(32mW)。

優(yōu)點：工作頻帶寬、噪聲系數(shù)低、混頻失真小、動態(tài)范圍大。應用廣泛。

缺點：沒有混頻增益、端口間的隔離度較低。實際二極管環(huán)形混頻器各端口的匹配阻抗均為

50。應用時，各端口都必須接入濾波匹配網(wǎng)絡，分別實現(xiàn)混頻器與輸入信號源，本振信號源，輸出負載間的阻抗匹配。

2．雙差分對平衡混頻器繼

XFC1596后，已出現(xiàn)多種雙差分對平衡調(diào)制器產(chǎn)品，其中

AD831

的工作頻率可達

500MHz

以上，它由雙差分對平衡調(diào)制器、輸出低噪聲放大器和本振驅(qū)動組成(p205)。

特點：混頻增益高，輸入端只需電壓激勵，一般不需匹配網(wǎng)絡，使用方便。同時，AD831中設有本振驅(qū)動放大器，為保證開關工作而所需的本振功率很小，且端口間隔離度很高。不必考慮天線反向輻射的問題。缺點：噪聲系數(shù)較大，動態(tài)范圍小。4.3.2

三極管混頻電路一、作用原理1．原理電路L1C1——

輸入信號回路，調(diào)諧在

fcL2C2——輸出中頻回路，調(diào)諧在

fI本振電壓vL

=VLmcosLt

接在基極回路中，VBBO為基極靜態(tài)偏置電壓。

vBE

=VBBO+vL

+vS2．工作原理將

VBB0+vL

作為三極管的等效基極偏置電壓，用vBB(t)表示，稱為時變基極偏置電壓，則當輸入信號電壓

vS

=Vsmcosct

很小，滿足線性時變條件時，三極管集電極電流為

iC

f(vBE)

IC0(vL)+gm(vL)vS在時變偏壓作用下，gm(vL)的傅氏級數(shù)展開式為：gm(vL)

=gm(t)=g0+gm1cosLt+gm2cos2Lt+

gm(t)

中的基波分量gmlcosLt

與輸入信號電壓

vS

相乘gmlcosLt

Vsmcosct=令

I=

L-c，得中頻電流分量為iI

=IImcosIt

=

其中gmc

=IIm/Vsm

=gm1稱為混頻跨導，定義為輸出中頻電流幅值IIm

對輸入信號電壓幅值Vsm

之比，其值等于gm(t)中基波分量幅度gm1

的一半。=gmlVsm[cos(L

-c)t+cos(L

+c)t]若設中頻回路的諧振電阻為Re，則所需的中頻輸出電壓vI

=-iIRe

，相應的混頻增益為AC==-gmc

Re3．小結

(1)在滿足線性時變條件下，三極管混頻電路的混頻增益與混頻跨導

gmc

成正比。而gmc

又與

VLm

和靜態(tài)偏置有關。

(2)三極管的轉移特性曲性(iC

～

vBE)，它的各點斜率的連線即為跨導特性

gm(vBE)。在

vBE

=VBB(t)

的作用下，便可畫出

gm(t)

波形。由圖可見，當

VBB0

一定，VLm

由小增大

時，gm1即

gmc也相應地由小增大，直到gm(t)趨近方波時，相應的

gmc

便達到最大值。

實際上，三極管混頻電路中，一般均采用分壓式偏置電路，因而，當

VLm

增大到一定值后，由于特性的非線性，產(chǎn)生自給偏置效應，基極偏置電壓將自靜態(tài)值VBB0向截止方向移動，因而相應的

gmc

也就比上述恒定偏置時小，結果使

gmc

隨

VLm

的變化如圖實線所示?？梢姡鄳谀骋?/p>

VLm

值，gmc

和相應的混頻增益達到最大值。

實驗指出，在中波廣播收音機中，這個最佳的

VLm

約為

(20～200)mV。反之，當

VLm

一定時，改變

VBB0(或

IEQ)時，gmc

也會相應變化。實驗指出，IEQ在

(0.2～1)mA時，gmc

近似不變，并接近最大值。二、電路

1．本機振蕩器

電感三點式電路。產(chǎn)生的本機振蕩電壓通過耦合線圈

Le

加到

T1

管的發(fā)射極上。天線上感生的信號電壓通過耦合線圈

La加到輸入信號回路，再通過耦合線圈

Lb加到

T1管的基極上。

在實際電路中，

La和

Lb的取值較小，這樣對輸入信號頻率而言，本振回路嚴重失諧，它在

Le兩端呈現(xiàn)的阻抗很小，可看成短路；同理，對本振頻率而言，輸入信號回路嚴重失諧，它在

Lb兩端呈現(xiàn)的阻抗很小，也可成短路。因而保證了輸入信號電壓和本振電壓都有良好的通路，能有效地加到

T1管發(fā)射結上，同時有效地克服了本振電壓經(jīng)輸入信號回路泄漏到天線上，產(chǎn)生反向輻射。4.3.3

混頻失真由于混頻器件特性的非線性，混頻器將產(chǎn)生各種干擾和失真(干擾哨聲、寄生通道干擾、交叉調(diào)制失真、互相調(diào)制失真等)，現(xiàn)以接收機為對象討論其成因和危害。一、干擾哨聲和寄生通道干擾1．干擾哨聲混頻器輸入有用信號時，混頻器件輸出電流將出現(xiàn)眾多組頻率分量：

fp,q

=這種情況猶如混頻器中存在著無數(shù)個變換通道，其中只有一個變換通道(p=q=1)是有用的，它可以將輸入信號頻率變換為所需的中頻，而其余大量的變換通道都是無用的，甚至有的還十分有害。例如對應于某一對

p和

q值的

fp,q(除

p=q=1以外)，若其值十分接近于中頻，即

=f1

F

(4-3-5)(

F為可聽的音頻頻率)則在混頻器中，輸入信號除了通過(p=q=1)有用通道變換為中頻信號以外，還可通過

p

和

q

滿足上式的那些通道變換為接近于中頻的寄生信號。它們都將順利地通過中頻放大器。這樣，收聽者就會在聽到有用信號聲音的同時，還聽到由檢波器檢出的差拍信號(頻率為

F)所形成的哨叫聲，故稱這種干擾為混頻器的干擾哨聲。

由滿足干擾哨聲的頻率關系式(4-3-5)可見，它可分解為四個關系式：

qfc

-

pfL

=fI

FpfL

-

qfc

=fI

FpfL

+qfc

=fI

F-

pfL

-

qfc

=fI

F若令

fL

-

fc

=fI，因

pfL

+qfc

恒大于

fI，-

pfL

-qfc

是無意義的負頻率，則只有前兩式有可能成立，后兩式是無效的。

將前兩式合并，便可得到產(chǎn)生干擾哨聲的輸入有用信號頻率為：

一般情況下，fI

>>

F，上式可簡化為討論：

(1)上式表明，若

p和

q取不同的正整數(shù)，則會產(chǎn)生干擾哨聲的輸入有用信號頻率有無限多個，并且其值均接近于

fI

的整數(shù)倍或分數(shù)倍。

(2)減小干擾哨聲的辦法實際上，任何一部接收機的接收頻段是有限的（例如中波段廣播收音機的接收頻段為

535～1605kHz）。因此，其中只有落在接受頻段內(nèi)的才會產(chǎn)生干擾哨聲。另外，由于組合頻率分量電流的振幅隨(p+q)的增加而迅速減小，因而，其中只有對應于

p和

q

為較小值的輸入有用信號才會產(chǎn)生明顯的干擾哨聲，而對于

p

和

q

為較大值產(chǎn)生的干擾哨聲一般可以忽略

?？梢姡灰獙a(chǎn)生最強干擾哨聲的信號頻率移到接收頻段以外，就可大大減小干擾哨聲的有害影響。

例如，由可知，對應于

p=0，q

=

1的干擾哨聲最強，相應輸入信號頻率接近于中頻，即

fc

fI，因此，為了避免這個最強的干擾哨聲，接收機的中頻總是選在接收頻段以外。例如，上述中頻接收機，fI

規(guī)定為

465kHz。

2.寄生通道干擾當接收機接收頻率為

fc

的信號時，本振頻率應為

fL，且

fL

-fc

=fI。這時，若干擾信號(頻率為

fM)加到混頻器輸入端，則混頻器輸出電流中將出現(xiàn)由下列頻率通式表示的眾多組合頻率分量:

fp,q=其中，某些通道的

p和

q

值及其所取的正、負號滿足下列關系式(4-3-8)則干擾信號就將其頻率

fM

變換為

fI，順利地通過中頻放大器，造成干擾(收音機聽到干擾信號)。這種干擾稱為寄生通道干擾。

由于受到

fL

-fc

=fI

的限制，因而產(chǎn)生寄生通道干擾的頻率關系式(4-3-8)只有下列兩式才能成立pfL

-

qfM

=fI

，qfM

-

pfL

=fI將它們合并，就得到能形成寄生通道干擾的輸入干擾信號頻率為

fM

=

(4-3-9)

上式表明，fM

對稱地分布在

pfL/q

的左右，并且與pfL/q

的間隔均為

fI/q

。當接收機調(diào)諧于給定信號頻率

fc時，fL

則定，混頻器就能為頻率滿足上式的干擾信號提供寄生通道，將它變換為中頻。

根據(jù)(4-3-9)式，可以求得兩個形成最強寄生通道干擾的頻率。一個是對應于

p=0，q=1

的寄生通道，相應的

fM

=

fI

，故稱中頻干擾。對于這種干擾信號，混頻器實際上起到了中頻放大器的作用，具有比有用信號更強的傳輸能力。

另一個是對應于

p=1，q=1

的寄生通道，相應的

fM

用

fK

表示，其值為

fK

=

fL

+fI

=fc

+2fI

如果將

fL

想象為一面鏡子，則

fK

就是

fc

的鏡像，如圖所示，故稱鏡像頻率干擾或?qū)ο箢l率干擾。對于這種干擾信號，它所通過的寄生通道具有與有用通道相同的

p

和

q

值(p=q=1)，因而具有與有用信號通道相同的變換能力?？梢?，如果上述兩種干擾信號能夠加到混頻器的輸入端，混頻器就能有效地將它們變?yōu)橹蓄l。因而必須在混頻器前將它們抑制掉。鑒于它們的危害性，接收機的性能指標中一般都要列出對它們抑制的要求。如果將(4-3-9)改寫為fc

=還可判斷：當

fM

一定時，接收機能夠在哪些

fc

上收聽到該干擾信號的聲音。例如，當混頻器輸入端作用

fM=1000kHz

的干擾信號時，由上式求得接收機能夠在1070kHz(p=1，q=2)和

767.5kHz(p=2，q=2)等頻率刻度上收聽到這個干擾信號的聲音。

3．小結干擾哨聲是由頻率滿足的輸入有用信號產(chǎn)生的。而寄生通道干擾則是由頻率滿足fM

=

的輸入干擾信號產(chǎn)生的，它們都是混頻器中特有的干擾現(xiàn)象。

要消除干擾哨聲，就必須將產(chǎn)生較強干擾哨聲的信號頻率移到接收頻段以外，其中接近于中頻的信號所產(chǎn)生的干擾哨聲最強，因而必須首先將中頻移到接收頻段以外。

要消除寄生通道干擾，就必須加大寄生通道干擾信號與有用輸入信號之間的頻率間隔，以便混頻器前濾波器將寄生通道干擾信號濾除。不讓它們加到混頻器輸入端。中頻干擾是最強的寄生通道干擾，為了消除它，與干擾哨聲一樣，中頻應選在接收頻段以外，且遠離接收頻段。鏡像頻率干擾是另一個強寄生通道干擾，鑒于它與有用信號之間的頻率間隔為中頻的二倍，可以采用兩種措施來消除它：一是高中頻方案，二是二次混頻結構。4．高中頻方案中頻有兩種選擇方案，一是將中頻選在低于接收頻段的范圍內(nèi)，稱為低中頻方案，這是通常采用的一種方案。在這種方案中，由于中頻低，中頻放大器容易實現(xiàn)高增益和高選擇性；

另一種是將中頻選在高于接收頻段的范圍內(nèi)，稱為高中頻方案。例如在短波通信接收機中，接收頻段為(2～30)MHz，中頻選在

70MHz

附近。顯然，采用這種方案時，中頻很高，鏡像頻率干擾的頻率遠高于有用信號頻率，混頻的濾波電路很容易將它濾除。5．二次混頻

圖中標注的頻率是近代數(shù)字移動通信接收機廣泛采用的頻率。第一中頻很高，為

240MHz，可以在一混頻前將鏡像頻率干擾有效地濾除。二、交調(diào)失真和互調(diào)失真

交調(diào)失真和互調(diào)失真不僅會在混頻器中產(chǎn)生，也會在高頻和中頻放大器中產(chǎn)生。下面將以混頻器為例討論它們的表現(xiàn)形式及其成因。

1.交叉調(diào)制失真當混頻器輸入端同時作用著有用信號

vS

和干擾信號

vM

時，混頻器除了對某些特定頻率的干擾形成寄生通道干擾外，還會對任意頻率的干擾信號產(chǎn)生交調(diào)失真。

若設混頻器件在靜態(tài)工作點上展開的伏安特性為i=f(v)=a0+a1v+a2v2+a3v3+a4v4+…其中v=vL

+vS

+vM

=VLmcosLt

+Vsmcosct

+VMmcosMt代入上式可知，v的二次方項(展開式中的2a1vLvS)、四次方項(展開式中的

4a4

vS

+4a4vL+12a4vLvS)及更高偶次方項均會產(chǎn)生中頻電流分量。其中12a4vLvS

產(chǎn)生的中頻電流分量振幅為

3a4vLmvSm，其值與

VMm

有關。

這就表明，該電流分量振幅中含有干擾信號的包絡變化。換句話說，這種失真是將干擾信號的包絡交叉地轉移到輸出中頻信號上去的一種非線性失真，故稱它為交叉調(diào)制失真，簡稱交調(diào)失真。

當存在這種失真時，人們不僅聽到有用信號的聲音，同時也叫聽到干擾信號的聲音。但是，當有用電臺停止發(fā)送時，干擾信號的聲音也就隨之消失。2.互相調(diào)制失真當混頻器輸入端同時作用著兩個干擾信號

vM1

和vM2時，混頻器還可能產(chǎn)生互調(diào)失真。令v=vL

+vS

+vM1+vM2=VLmcosLt

+Vsmcosct

+VM1mcosM1t

+VM2mcosM2t則

i中將包含頻率由下列通式表示的組合頻率分量fp,q,r,s=

其中，除了

fL

-

fc

=fI(p

=q=1，r=s=0)的有用中頻分量外，還可能在著某些特定的

r和

s

值上存在著的寄生中頻分量，引起混頻器輸出中頻信號失真。這種失真稱為互相調(diào)制失真，簡稱互調(diào)失真。

顯然，VM1m和VM2m一定時，r和

s

值越小，相應產(chǎn)生的寄生中頻電流分量振幅就越大，互調(diào)失真也就越嚴重。其中，若兩個干擾信號的頻率fM1、fM2

十分靠近有用信號頻率，則在

r和

s

為小值時(r=1，s=2或

r=2，s=1)的組合頻率分量的頻率有可能趨近于

fI，即fL

-(2fM1-fM2)

fI

或fL

-(2fM2-fM1)fI亦即2fM1-fM2

fc

或2fM2-

fM1

fc因而這種互調(diào)失真最嚴重。由于r+s=3，故將這種失真稱為三階互調(diào)失真，它是由

v四次方項中的12a4vL

vM2或12a4vLvM1產(chǎn)生的。當VM1m=VM2m=VMm時，它們的幅度均為。3．三階互調(diào)失真截點接收機天線上感生眾多干擾信號，其強度往往遠大于有用信號強度，而產(chǎn)生三階互調(diào)失真的干擾信號頻率又都十分靠近有用信號頻率，混頻前濾波器不能有效地予以濾除，幾乎全部加到混頻器輸入端，產(chǎn)生三階互調(diào)失真，使收聽者聽到的有用信號處于干擾背景下，嚴重影響收聽質(zhì)量。因此，與交調(diào)失真和其它非線性失真比較，三階互調(diào)失真的危害最嚴重，往往將允許的最大三階互調(diào)失真作為混頻器的重要性能指標，且將其對應的最大輸入干擾強度作為動態(tài)范圍的上限。鑒于由有用輸入信號產(chǎn)生的中頻電流分量幅值為

(由伏安特性的二次方項產(chǎn)生)，它與

Vsm

成正比，而三階互調(diào)失真分量的幅度與輸入干擾信號幅度VMm的三次方成正比。

如果用分貝數(shù)表示，則輸出中頻功率分貝數(shù)與輸入信號功率分貝數(shù)呈線性關系（增加10dB，相應的也增加10dB），直到1dB壓縮點，以后就趨于平坦。而輸出三階互調(diào)功率分貝數(shù)與輸入干擾功率分貝數(shù)成三倍的關系(增加10dB，相應的增加30dB)，或者說，它的斜率為前一特性斜率的三倍。通常將中頻功率延長線與三階互調(diào)失真功率線的交點稱為三階互調(diào)截點，相應的互調(diào)失真功率用PIM3表示。實踐表明，PIM3大體上比PI1dB高(10～15)

dBm，若廠家提供1dB壓縮電平，就可按上述確定PIM3

。

PIM3是混頻器的重要性能指標，用來比較各種混頻器三階互調(diào)失真大小。實際上，根據(jù)PIM3可估計某一輸入干擾電平所對應的輸出三階互調(diào)失真電平。例：某一混頻器，已知PI1dB=10dBm，對應的輸入信號功率為0dBm，試求兩個輸入干擾電平均為－－20dBm時的輸出三階互調(diào)失真電平。

解：已知PI1dB

，因而PIM3=PI1dB+(10～15)dBm=(20～25)dBm，現(xiàn)取25dBm，

①先畫出PI線，(斜率為1)②畫出PIM線，[斜率為3，與線交于(15，25)點]③當PM=－20dBm，即自15dBm下降35dBm時，相應的PIM自PIM325dBm下降到－80dBm

，下降了105dBm。4.4

振幅調(diào)制與解調(diào)電路4.4.1

振幅調(diào)制電路地位：無線電發(fā)射機的重要組成部分。

分類（按功率高低）：高電平調(diào)制電路，低電平調(diào)制電路兩大類。

功能：

(1)

高電平調(diào)制電路：置于發(fā)射機的末端，要求產(chǎn)生功率足夠大的已調(diào)信號。

(2)低電平調(diào)制電路：置于發(fā)射機的前端，產(chǎn)生小功率的已調(diào)信號，而后通過多級線性功率放大器放大到所需的發(fā)射功率。

一、高電平調(diào)幅電路

1.優(yōu)點：可不必采用效率較低的線性功率放大器，使發(fā)射機整機效率高。

2.要求：(1)

要達到所需調(diào)制線性。(2)高效率地輸出足夠大的已調(diào)信號功率。

3.電路：多采用高效率的丙類諧振功放，包括：

(1)集電極調(diào)幅電路：根據(jù)諧振功率放大器的集電極調(diào)制特性，調(diào)制信號加到集電極上；

(2)基極調(diào)幅電路：根據(jù)諧振功率放大器的基極調(diào)制特性，調(diào)制信號加到基極上；

(3)復合調(diào)幅電路：將調(diào)制信號同時加到集電極和基極上，以提高調(diào)制線性。

二、低電平調(diào)制電路——單邊帶發(fā)射機1.用途：主要用來實現(xiàn)雙邊帶和單邊帶調(diào)制

2.要求：調(diào)制線性好，載波抑制能力強，功率和效率的要求是次要的。

載波抑制能力的強弱可用載漏（輸出泄漏的載波分量低于邊帶分量的分貝數(shù)）表示，分貝數(shù)越大，載漏就越小。

3.種類：前面介紹的各種乘法器均可構成性能優(yōu)良的平衡調(diào)制器，例1596、AD630平衡調(diào)制器等。

實用的低電平調(diào)制電路這里不再作討論。下面僅討論——

4.采用濾波法的單邊帶發(fā)射機(1)

原理采用濾波法的技術難度與載波頻率的高低密切相關。

例如，假設調(diào)制信號的最低頻率為100Hz，

①載波頻率為2000kHz，則雙邊帶調(diào)制信號的兩個邊頻分別為

2000.1kHz和1999.1kHz，兩邊頻的間隔為0.2

kHz。當取上邊頻，兩邊頻的相對間隔為(0.2/2000.1)×100%=0.01%；

②

載頻減小為

50kHz，上、下邊頻間隔仍為0.2kHz，則兩邊頻的相對間隔為(0.2/50.1)×100%=0.4%。

相對間隔越大，濾波器就越容易實現(xiàn)。故單邊帶發(fā)射機在低載波頻率上產(chǎn)生單邊帶信號，而后用混頻器將載波頻率提升到所需的載波頻率上。

(2)組成平衡調(diào)制器第一混頻器第二混頻器本振頻率(kHz)相對頻率間隔邊帶最小頻率間隔(kHz)100(載波)2000260000.2200.24200.20.2%9.4%14.9%兩混頻器的輸出濾波器很容易取出所需分量，濾除無用分量。在某些單邊帶發(fā)射機中，為了使接收機便于產(chǎn)生同步信號，還發(fā)射低功率的載波信號，稱為導頻信號，這個信號直接由100kHz的振蕩信號通過載波抑制器衰減(10～30)dB后疊加在單邊帶調(diào)制信號上。對于普通調(diào)幅信號，其載波分量未被抑制掉，可以直接利用非線性器件實現(xiàn)相乘作用，得到所需的解調(diào)電壓，而不必另加同步信號，通常將這種振幅檢波器稱為包絡檢波器。

4.4.2

二極管包絡檢波電路

二極管包絡檢波器(EnvelopeDetector)——目前應用最廣的檢波電路(在集成電路中，主要采用三極管射極包絡檢波電路)。

一、工作原理1.電路類似二極管整流電路，由二極管

D和低通濾波器

RLC相串接而構成。2.原理輸入調(diào)幅信號電壓vS(t)=Vmc(1+Macost)cosct，若其值足夠大，可設二極管伏安特性用在原點轉折的兩段折線逼近），且，則

二極管導通時，vS

向

C充電(充電時間常數(shù)為

RDC)；

截止時

C向

RL放電(放電常數(shù)為

RLC)；充放電達到動態(tài)平衡后，輸出電壓便將穩(wěn)定在平均值

vAV

上下按角頻率

c

作鋸齒狀波動，如圖(a)所示。

相應地流過二極管的電流

i

為高度按輸入調(diào)幅信號包絡變化的窄脈沖序列，如圖(b)所示。

vAV

=(iAVRL)由直流電壓

VAV疊加音頻電壓

v=Vmcost組成，即vAV

=VAV+Vmcost

且其值與輸入調(diào)幅信號包絡

Vm0(1+Macost)成正比：

VAV=dVm0，Vm=dMaVm0

d

：檢波電壓傳輸系數(shù)(檢波系數(shù))，恒小于1。3.討論