成電考研831通信原理

6.1抽樣定理

6.2脈沖幅度調(diào)制(PAM)

6.3脈沖編碼調(diào)制（PCM）

6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）

6.5增量調(diào)制（ΔM）第6章模擬信號的數(shù)字傳輸圖6-1模擬信號的數(shù)字傳輸

6.1.1低通抽樣定理

一個(gè)頻帶限制在(0,fH)赫內(nèi)的時(shí)間連續(xù)信號m(t)，如果以Ts≤1/(2fH)秒的間隔對它進(jìn)行等間隔（均勻）抽樣，則m(t)將被所得到的抽樣值完全確定。此定理告訴我們：若m(t)的頻譜在某一角頻率ωH以上為零，則m(t)中的全部信息完全包含在其間隔不大于1/(2fH)秒的均勻抽樣序列里。換句話說，在信號最高頻率分量的每一個(gè)周期內(nèi)起碼應(yīng)抽樣兩次?；蛘哒f，抽樣速率fs（每秒內(nèi)的抽樣點(diǎn)數(shù)）應(yīng)不小于2fH，若抽樣速率fs＜2fH，則會產(chǎn)生失真，這種失真叫混疊失真。6.1抽樣定理抽樣過程的時(shí)間函數(shù)及對應(yīng)頻譜圖混疊現(xiàn)象理想抽樣與信號恢復(fù)圖6–5信號的重建帶通信號的抽樣頻譜（fs=2fH）6.1.2帶通抽樣定理

帶通均勻抽樣定理：一個(gè)帶通信號m(t)，其頻率限制在fL與fH之間，帶寬為B=fH-fL，如果最小抽樣速率fs=2fH/m，m是一個(gè)不超過fH/B的最大整數(shù)，那么m(t)可完全由其抽樣值確定。下面分兩種情況加以說明。（1）若最高頻率fH為帶寬的整數(shù)倍，即fH=nB。此時(shí)fH/B=n是整數(shù)，m=n，所以抽樣速率fs=2fH/m=2B。

由此可知：當(dāng)fH=nB時(shí)，能重建原信號m(t)的最小抽樣頻率為圖6–7fH=nB時(shí)帶通信號的抽樣頻譜(2)若最高頻率不為帶寬的整數(shù)倍,即此時(shí)fH/B=n+k，由定理知，m是一個(gè)不超過n+k的最大整數(shù)，顯然，m=n，所以能恢復(fù)出原信號的最小抽樣速率為式中,n是一個(gè)不超過fH/B的最大整數(shù),0＜k＜1。fs與fL關(guān)系按基帶信號改變脈沖參量（幅度、寬度和位置）的不同:脈幅調(diào)制(PAM)脈寬調(diào)制(PDM)脈位調(diào)制(PPM)6.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)PAM、PDM、PPM信號波形

1.自然抽樣的脈沖調(diào)幅自然抽樣又稱曲頂抽樣，它是指抽樣后的脈沖幅度（頂部）隨被抽樣信號m(t)變化，或者說保持了m(t)的變化規(guī)律。s(t):寬度為τ，周期為Ts的矩形窄脈沖序列其中,s(t)的頻譜表達(dá)式為由頻域卷積定理知ms(t)的頻譜為自然抽樣的PAM原理框圖自然抽樣的PAM波形及頻譜

2.平頂抽樣的脈沖調(diào)幅平頂抽樣又叫瞬時(shí)抽樣，它與自然抽樣的不同之處在于它的抽樣后信號中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖，矩形脈沖的幅度即為瞬時(shí)抽樣值。

平頂抽樣PAM信號在原理上可以由理想抽樣和脈沖形成電路產(chǎn)生，其中脈沖形成電路的作用就是把沖激脈沖變?yōu)榫匦蚊}沖。設(shè)基帶信號為m(t)，矩形脈沖形成電路的沖激響應(yīng)為q(t)，m(t)經(jīng)過理想抽樣后得到的信號ms(t)表示，即平頂抽樣信號及其產(chǎn)生原理框圖21時(shí)域卷積頻域相乘平頂抽樣PAM信號的解調(diào)原理框圖PCM系統(tǒng)原理框圖6.3脈沖編碼調(diào)制（PCM）

抽樣是按抽樣定理把時(shí)間上連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)換成時(shí)間上離散的抽樣信號；

量化是把幅度上仍連續(xù)（無窮多個(gè)取值）的抽樣信號進(jìn)行幅度離散，即指定M個(gè)規(guī)定的電平，把抽樣值用最接近的電平表示；

編碼是用二進(jìn)制碼組表示量化后的M個(gè)樣值脈沖。PCM信號形成示意圖6.3.1量化

量化的物理過程分層電平量化電平

mq(kTs)與m(kTs)之間的誤差稱為量化誤差。對于語音、圖像等隨機(jī)信號，量化誤差也是隨機(jī)的，它像噪聲一樣影響通信質(zhì)量，因此又稱為量化噪聲，通常用均方誤差來度量。為方便起見，假設(shè)m(t)是均值為零，概率密度為f(x)的平穩(wěn)隨機(jī)過程，并用簡化符號m表示m(kTs)，mq表示1.均勻量化把輸入信號的取值域按等距離分割的量化稱為均勻量化。在均勻量化中，每個(gè)量化區(qū)間的量化電平均取在各區(qū)間的中點(diǎn)。

其量化間隔Δi取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)。若設(shè)輸入信號的最小值和最大值分別用a和b表示,量化電平數(shù)為M，則均勻量化時(shí)的量化間隔為量化器輸出為式中:mi是第i個(gè)量化區(qū)間的終點(diǎn)(也稱分層電平),可寫成qi是第i個(gè)量化區(qū)間的量化電平,可表示為圖6-17均勻量化特性及量化誤差曲線過載或飽和：

|eq|>ΔV/2,信號幅度超出量化范圍,量化值mq保持不變。量化信噪比(S/Nq)：信號功率與量化噪聲功率之比設(shè)輸入模擬信號m(t)是均值為零,概率密度為f(x)的平穩(wěn)隨機(jī)過程,其取值范圍為(a,b),且假設(shè)不會出現(xiàn)過載量化,則由式(6.3-3)可得量化噪聲功率Nq為若把積分區(qū)間分割成M個(gè)量化間隔,則上式可表示成式中

通常,量化電平數(shù)M很大,量化間隔ΔV很小,因而可認(rèn)為在ΔV內(nèi)f(x)不變,以pi表示,且假設(shè)各層之間量化噪聲相互獨(dú)立,則Nq表示為式中,pi代表第i個(gè)量化間隔的概率密度,ΔV為均勻量化間隔,因假設(shè)不出現(xiàn)過載現(xiàn)象,故上式中按照上面給定的條件,信號功率為(6.3-10)若給出信號特性和量化特性,便可求出量化信噪比(S/Nq)。

例6–1

設(shè)一M個(gè)量化電平的均勻量化器，其輸入信號的概率密度函數(shù)在區(qū)間［-a,a］內(nèi)均勻分布，試求該量化器的量化信噪比。因?yàn)樗?/p>

可見，結(jié)果同式（6.3-9）。又由式（6.3-10）得信號功率因而，量化信噪比為或(6.3-11)(6.3-12)

由上式可知，量化信噪比隨量化電平數(shù)M的增加而提高，信號的逼真度越好。通常量化電平數(shù)應(yīng)根據(jù)對量化信噪比的要求來確定。均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D變換接口，例如在計(jì)算機(jī)的A/D變換中，N為A/D變換器的位數(shù)，常用的有8位、12位、16位等不同精度。另外，在遙測遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。但在語音信號數(shù)字化通信（或叫數(shù)字電話通信）中，均勻量化則有一個(gè)明顯的不足：量化噪比隨信號電平的減小而下降。2.非均勻量化非均勻量化是一種在整個(gè)動態(tài)范圍內(nèi)量化間隔不相等的量化。換言之，非均勻量化是根據(jù)輸入信號的概率密度函數(shù)來分布量化電平，以改善量化性能。由均方誤差式（6.3-3），即(6.3-13)

可見，在f(x)大的地方，設(shè)法降低量化噪聲(m-mq)2，從而降低均方誤差，可提高信噪比。這意味著量化電平必須集中在幅度密度高的區(qū)域。

在商業(yè)電話中，一種簡單而又穩(wěn)定的非均勻量化器為對數(shù)量化器，該量化器在出現(xiàn)頻率高的低幅度語音信號處，運(yùn)用小的量化間隔，而在不經(jīng)常出現(xiàn)的高幅度語音信號處，運(yùn)用大的量化間隔。實(shí)現(xiàn)非均勻量化的方法之一是把輸入量化器的信號x先進(jìn)行壓縮處理，再把壓縮的信號y進(jìn)行均勻量化。所謂壓縮器就是一個(gè)非線性變換電路，微弱的信號被放大，強(qiáng)的信號被壓縮。壓縮器的入出關(guān)系表示為(6.3-14)接收端采用一個(gè)與壓縮特性相反的擴(kuò)張器來恢復(fù)x。圖6-18畫出了壓縮與擴(kuò)張的示意圖。通常使用的壓縮器中，大多采用對數(shù)式壓縮，即y=lnx。廣泛采用的兩種對數(shù)壓擴(kuò)特性是μ律壓擴(kuò)和A律壓擴(kuò)。美國采用μ律壓擴(kuò)，我國和歐洲各國均采用A律壓擴(kuò)，下面分別討論這兩種壓擴(kuò)的原理。圖6–18壓縮與擴(kuò)張的示意圖1)μ律壓擴(kuò)特性國際標(biāo)準(zhǔn)中:μ=255對數(shù)壓縮特性

(a)μ律(b)A律2)A律壓擴(kuò)特性壓縮特性有無壓擴(kuò)的比較曲線

表6–1信噪比的改善程度與輸入電平的關(guān)系

x10.3160.10.03120.010.003輸入信號電平/db[Q]db0-13.3-10-3.5-205.8-3014.4-4020.6-5024.4在實(shí)際中常采用的方法有兩種：

一種是采用13折線近似A律壓縮特性，另一種是采用15折線近似μ律壓縮特性。A律13折線主要用于英、法、德等歐洲各國的PCM30/32路基群中，我國的PCM30/32路基群也采用A律13折線壓縮特性。μ律15折線主要用于美國、加拿大和日本等國的PCM24路基群中。CCITT建議G.711規(guī)定上述兩種折線近似壓縮律為國際標(biāo)準(zhǔn)，且在國際間數(shù)字系統(tǒng)相互連接時(shí)，要以A律為標(biāo)準(zhǔn)。3)A律13折線A律13折線的產(chǎn)生是從不均勻量化的基點(diǎn)出發(fā)，設(shè)法用13段折線逼近A=87.6的A律壓縮特性。具體方法是：把輸入x軸和輸出y軸用兩種不同的方法劃分。對x軸在0~1（歸一化）范圍內(nèi)不均勻分成8段，分段的規(guī)律是每次以二分之一對分，第一次在0到1之間的1/2處對分，第二次在0到1/2之間的1/4處對分，第三次在0到1/4之間的1/8處對分，其余類推。對y軸在0~1（歸一化）范圍內(nèi)采用等分法，均勻分成8段，每段間隔均為1/8。然后把x，y各對應(yīng)段的交點(diǎn)連接起來構(gòu)成8段直線，得到折線壓擴(kuò)特性。其中第1、2段斜率相同(均為16)，因此可視為一條直線段，故實(shí)際上只有7根斜率不同的折線。A律13折線表6-2A=87.6與13折線壓縮特性的比較y01x01按折線分段時(shí)的x01段落12345678斜率161684214）

μ律15折線參數(shù)表y012345678x01按折線分段時(shí)的x01段落1斜率12345678（μ=255）μ律15折線6.3.2編碼和譯碼

1.碼字和碼型國際上多采用8位編碼的PCM系統(tǒng)碼型指的是代碼的編碼規(guī)律，其含義是把量化后的所有量化級，按其量化電平的大小次序排列起來，并列出各對應(yīng)的碼字，這種對應(yīng)關(guān)系的整體就稱為碼型。在PCM中常用的二進(jìn)制碼型有三種：自然二進(jìn)碼、折疊二進(jìn)碼和格雷二進(jìn)碼（反射二進(jìn)碼）。表6–4常用二進(jìn)制碼型

在13折線編碼中，普遍采用8位二進(jìn)制碼，對應(yīng)有M=28=256個(gè)量化級，即正、負(fù)輸入幅度范圍內(nèi)各有128個(gè)量化級。這需要將13折線中的每個(gè)折線段再均勻劃分16個(gè)量化級，由于每個(gè)段落長度不均勻，因此正或負(fù)輸入的8個(gè)段落被劃分成8×16=128個(gè)不均勻的量化級。按折疊二進(jìn)碼的碼型，這8位碼的安排如下：極性碼段落碼段內(nèi)碼C1C2C3C4C5C6C7C8

其中第1位碼C１的數(shù)值“1”或“0”分別表示信號的正、負(fù)極性，稱為極性碼。表6–5段落碼段落碼與各段的關(guān)系表6-6段內(nèi)碼

如果以非均勻量化時(shí)的最小量化間隔Δ=1/2048作為輸入x軸的單位，那么各段的起點(diǎn)電平分別是0、16、32、64、128、256、512、1024個(gè)量化單位。表6-7列出了A律13折線每一量化段的起始電平Ii、量化間隔Δi及各位幅度碼的權(quán)值（對應(yīng)電平）。由此表可知，第i段的段內(nèi)碼C5C6C7C8的權(quán)值（對應(yīng)電平）分別如下：C5的權(quán)值—8Δi；C6的權(quán)值—4ΔiC7的權(quán)值—2Δi；C8的權(quán)值—Δi表6-713折線幅度碼及其對應(yīng)電平

假設(shè)以非均勻量化時(shí)的最小量化間隔Δ=1/2048作為均勻量化的量化間隔，那么從13折線的第一段到第八段的各段所包含的均勻量化級數(shù)分別為16、16、32、64、128、256、512、1024，總共有2048個(gè)均勻量化級，而非均勻量化只有128個(gè)量化級。按照二進(jìn)制編碼位數(shù)N與量化級數(shù)M的關(guān)系：M=2N，均勻量化需要編11位碼，而非均勻量化只要編7位碼。通常把按非均勻量化特性的編碼稱為非線性編碼；按均勻量化特性的編碼稱為線性編碼。可見，在保證小信號時(shí)的量化間隔相同的條件下，7位非線性編碼與11位線性編碼等效。由于非線性編碼的碼位數(shù)減少，因此設(shè)備簡化，所需傳輸系統(tǒng)帶寬減小。逐次比較型編碼器原理圖3.編碼器原理

例6–3

設(shè)輸入信號抽樣值Is=+1260Δ（Δ為一個(gè)量化單位，表示輸入信號歸一化值的1/2048），采用逐次比較型編碼器,按A律13折線編成8位碼C1C2C3C4C5C6C7C8。

解編碼過程如下：（1）確定極性碼C1：由于輸入信號抽樣值Is為正，故極性碼C1=1。（2）確定段落碼C2C3C4：參看表6-7可知，段落碼C2是用來表示輸入信號抽樣值Is處于13折線8個(gè)段落中的前四段還是后四段，故確定C2的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為

C3是用來進(jìn)一步確定Is處于5~6段還是7~8段，故確定C3的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為

IW=512Δ第二次比較結(jié)果為Is＞IW，故C3=1，說明Is處于7~8段。同理，確定C4的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為 IW=1024Δ第三次比較結(jié)果為Is＞IW，所以C4=1，說明Is處于第8段。經(jīng)過以上三次比較得段落碼C2C3C4為“111”，Is處于第8段，起始電平為1024Δ。

（3）確定段內(nèi)碼C5C6C7C8：段內(nèi)碼是在已知輸入信號抽樣值Is所處段落的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步表示Is在該段落的哪一量化級（量化間隔）。第8段的16個(gè)量化間隔均為Δ8=64Δ，故確定C5的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為IW=段落起始電平+8×(量化間隔)=1024+8×64=1536Δ

第四次比較結(jié)果為Is＜IW，故C5=0，由表6-6可知Is處于前8級（0~7量化間隔）。

同理，確定C6的標(biāo)準(zhǔn)電流為

IW=1024+4×64=1280Δ第五次比較結(jié)果為Is＜IW，故C6=0，表示Is處于前4級（0~4量化間隔）。確定C7的標(biāo)準(zhǔn)電流為 IW=1024+2×64=1152Δ第六次比較結(jié)果為Is＞IW，故C7=1，表示Is處于2~3量化間隔。最后，確定C8的標(biāo)準(zhǔn)電流為 IW=1024+3×64=1216Δ第七次比較結(jié)果為Is>IW,故C8=1,表示Is處于序號為3的量化間隔。由以上過程可知，非均勻量化（壓縮及均勻量化）和編碼實(shí)際上是通過非線性編碼一次實(shí)現(xiàn)的。經(jīng)過以上七次比較，對于模擬抽樣值+1260Δ，編出的PCM碼組為11110011。它表示輸入信號抽樣值Is處于第8段序號為3的量化級，其量化電平為1216Δ，故量化誤差等于44Δ。順便指出，若使非線性碼與線性碼的碼字電平相等，即可得出非線性碼與線性碼間的關(guān)系。編碼時(shí)，非線性碼與線性碼間的關(guān)系是7/11變換關(guān)系，如上例中除極性碼外的7位非線性碼1110011，相對應(yīng)的11位線性碼為10011000000。表6–8A律13折線非線性碼與線性碼間的關(guān)系

為使落在該量化間隔內(nèi)的任意信號電平的量化誤差均小于ΔVi/2，在譯碼器中都有一個(gè)加Δi/2電路。這等效于將量化電平移到量化間隔的中間，因此帶有加ΔVi/2電路的譯碼器，最大量化誤差一定不會超過ΔVi/2。如Is位于第8段的序號為3的量化級，7位幅度碼1110011對應(yīng)的分層電平為1216Δ，則譯碼輸出為譯碼后的量化誤差為這樣，量化誤差小于量化間隔的一半，即12Δ<ΔV8/2(=32Δ）。這時(shí)，7位非線性幅度碼1110011所對應(yīng)的12位線性幅度碼為100111000000。4.PCM信號的碼元速率和帶寬由于PCM要用N位二進(jìn)制代碼表示一個(gè)抽樣值，即一個(gè)抽樣周期Ts內(nèi)要編N位碼，因此每個(gè)碼元寬度為Ts/N，碼位越多，碼元寬度越小，占用帶寬越大。顯然，傳輸PCM信號所需要的帶寬要比模擬基帶信號m(t)的帶寬大得多。

（1）碼元速率。設(shè)m(t)為低通信號，最高頻率為fH，按照抽樣定理的抽樣速率fs≥2fH，如果量化電平數(shù)為M，則采用二進(jìn)制代碼的碼元速率為

式中，N為二進(jìn)制編碼位數(shù)。實(shí)際中用升余弦的傳輸特性，此時(shí)所需傳輸帶寬為

B=fb=N·fs

以電話傳輸系統(tǒng)為例。一路模擬語音信號m(t)的帶寬為4kHz,則抽樣速率為fs=8kHz,若按A律13折線進(jìn)行編碼,則需N=8位碼,故所需的傳輸帶寬為B=N·fs=64kHz。這顯然比直接傳輸語音信號的帶寬要大得多。（2）傳輸PCM信號所需的最小帶寬。抽樣速率的最小值fs=2fH，這時(shí)碼元傳輸速率為fb=2fH·N，在無碼間串?dāng)_和采用理想低通傳輸特性的情況下，所需最小傳輸帶寬為譯碼器原理框圖

5.譯碼原理譯碼的作用是把收到的PCM信號還原成相應(yīng)的PAM樣值信號,即進(jìn)行D/A變換。串/并變換記憶電路的作用是將加進(jìn)的串行PCM碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來,與編碼器中譯碼電路的記憶作用基本相同。極性控制部分的作用是根據(jù)收到的極性碼C1是“1”還是“0”來控制譯碼后PAM信號的極性,恢復(fù)原信號極性。64kb/s的A律或μ律的對數(shù)壓擴(kuò)PCM編碼已經(jīng)在大容量的光纖通信系統(tǒng)和數(shù)字微波系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。但PCM信號占用頻帶要比模擬通信系統(tǒng)中的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬（4kHz）寬很多倍。以較低的速率獲得高質(zhì)量編碼,一直是語音編碼追求的目標(biāo)。通常,人們把話路速率低于64kbit/s的語音編碼方法,稱為語音壓縮編碼技術(shù)。語音壓縮編碼方法很多,其中自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制(ADPCM)是語音壓縮中復(fù)雜度較低的一種編碼方法,它可在32kbit/s的比特率上達(dá)到64kbit/s的PCM數(shù)字電話質(zhì)量。6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）6.4.1

DPCM大多數(shù)以奈奎斯特或更高速率抽樣的信源信號在相鄰抽樣間表現(xiàn)出很強(qiáng)的相關(guān)性，有很大的冗余度。

利用信源的這種相關(guān)性，一種比較簡單的解決方法是對相鄰樣值的差值而不是樣值本身進(jìn)行編碼?？梢栽诹炕_階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數(shù)顯著減少，信號帶寬大大壓縮。

這種利用差值的PCM編碼稱為差分PCM（DPCM）。如果將樣值之差仍用N位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比顯然優(yōu)于PCM系統(tǒng)。實(shí)現(xiàn)差分編碼的一個(gè)好辦法是根據(jù)前面的k個(gè)樣值預(yù)測當(dāng)前時(shí)刻的樣值。編碼信號只是當(dāng)前樣值與預(yù)測值之間的差值的量化編碼。其基本原理概述如下:令xn表示當(dāng)前時(shí)刻信源的樣值,用xn表示對xn的預(yù)測值,它是過去k個(gè)樣值的加權(quán)線性組合,定義為式中,{ai}是預(yù)測器系數(shù)。好的一組預(yù)測系數(shù){ai}能使當(dāng)前樣值與預(yù)測值之間的誤差,即最小。DPCM就是對差值en進(jìn)行量化編碼。因?yàn)榻邮斩耸盏絜n,即可獲得xn。

^差值為DPCM系統(tǒng)原理框圖6.4.2

ADPCM

ADPCM的主要特點(diǎn)是用自適應(yīng)量化取代固定量化,用自適應(yīng)預(yù)測取代固定預(yù)測。自適應(yīng)量化指量化臺階隨信號的變化而變化,使量化誤差減小;自適應(yīng)預(yù)測指預(yù)測器系數(shù){ai}可以隨信號的統(tǒng)計(jì)特性而自適應(yīng)調(diào)整,提高了預(yù)測信號的精度,從而得到高預(yù)測增益。通過這二點(diǎn)改進(jìn),可大大提高輸出信噪比和編碼動態(tài)范圍。數(shù)字壓擴(kuò)原理框圖6.5.1簡單增量調(diào)制

1.編譯碼的基本思想一個(gè)語音信號，如果抽樣速率很高（遠(yuǎn)大于奈奎斯特速率），抽樣間隔很小，那么相鄰樣點(diǎn)之間的幅度變化不會很大，相鄰抽樣值的相對大?。ú钪担┩瑯幽芊从衬M信號的變化規(guī)律。若將這些差值編碼傳輸，同樣可傳輸模擬信號所含的信息。此差值又稱“增量”，其值可正可負(fù)。這種用差值編碼進(jìn)行通信的方式，就稱為“增量調(diào)制”（DeltaModulation），縮寫為DM或ΔM。6.5增量調(diào)制（ΔM）圖6-28增量編碼波形示意圖譯碼兩種形式：

一種是收到“1”碼上升一個(gè)量階(跳變),收到“0”碼下降一個(gè)量階(跳變),這樣把二進(jìn)制代碼經(jīng)過譯碼后變?yōu)閙′(t)這樣的階梯波。一種是收到“1”碼后產(chǎn)生一個(gè)正斜率電壓,在Δt時(shí)間內(nèi)上升一個(gè)量階σ,收到“0”碼后產(chǎn)生一個(gè)負(fù)斜率電壓,在Δt時(shí)間內(nèi)下降一個(gè)量階σ,這樣把二進(jìn)制代碼經(jīng)過譯碼后變?yōu)槿鏼1(t)這樣的斜變波。

考慮到電路上實(shí)現(xiàn)的簡易程度,一般都采用后一種方法。這種方法可用一個(gè)簡單的RC積分電路。積分器譯碼原理

2.簡單ΔM系統(tǒng)方框圖發(fā)送端編碼器是相減器、判決器、積分器及脈沖發(fā)生器（極性變換電路）組成的一個(gè)閉環(huán)反饋電路。其中，相減器的作用是取出差值e(t)，使e(t)=m(t)-m1(t)。判決器也稱比較器或數(shù)碼形成器，它的作用是對差值e(t)的極性進(jìn)行識別和判決，以便在抽樣時(shí)刻輸出數(shù)碼（增量碼）c(t)，即如果在給定抽樣時(shí)刻ti上，有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)＞0則判決器輸出“1”碼；如有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)＜0簡單ΔM系統(tǒng)框圖之一簡單ΔM系統(tǒng)框圖之二6.5.2增量調(diào)制的過載特性與動態(tài)編碼范圍增量調(diào)制和PCM相似，在模擬信號的數(shù)字化過程中也會帶來誤差而形成量化噪聲。一種稱為過載量化誤差，另一種稱為一般量化誤差。當(dāng)輸入模擬信號m(t)斜率陡變時(shí)，本地譯碼器輸出信號m′(t)跟不上信號m(t)的變化，這時(shí)m′(t)與m(t)之間的誤差明顯增大，引起譯碼后信號的嚴(yán)重失真，這種現(xiàn)象叫過載現(xiàn)象，產(chǎn)生的失真稱為過載失真，或稱過載噪聲。這是在正常工作時(shí)必須而且可以避免的噪聲。

圖6-32量化噪聲

(a)一般量化誤差；(b)過載量化誤差設(shè)抽樣間隔為Δt（抽樣速率為fs=1/Δt），則一個(gè)量階σ上的最大斜率K為

它被稱為譯碼器的最大跟蹤斜率。顯然，當(dāng)譯碼器的最大跟蹤斜率大于或等于模擬信號m(t)的最大變化斜率時(shí)，即譯碼器輸出m′(t)能夠跟上輸入信號m(t)的變化,不會發(fā)生過載現(xiàn)象,因而不會形成很大的失真。為了不發(fā)生過載，必須增大σ和fs。但σ增大，一般量化誤差也大，由于簡單增量調(diào)制的量階σ是固定的，因此很難同時(shí)滿足兩方面的要求。不過，提高fs對減小一般量化誤差和減小過載噪聲都有利。因此，ΔM系統(tǒng)中的抽樣速率要比PCM系統(tǒng)中的抽樣速率高的多。ΔM系統(tǒng)抽樣速率的典型值為16kHz或32kHz，相應(yīng)單話路編碼比特率為16kb/s或32kb/s。在正常通信中，不希望發(fā)生過載現(xiàn)象，這實(shí)際上是對輸入信號的一個(gè)限制。現(xiàn)以正弦信號為例來說明。設(shè)輸入模擬信號為m(t)=Asinωkt，其斜率為可見，斜率的最大值為Aωk。為了不發(fā)生過載，應(yīng)要求所以,臨界過載振幅(允許的信號幅度)為式中，fk為信號的頻率。可見，當(dāng)信號斜率一定時(shí)，允許的信號幅度隨信號頻率的增加而減小，這將導(dǎo)致語音高頻段的量化信噪比下降。這是簡單增量調(diào)制不能實(shí)用的原因之一。上面分析表明，要想正常編碼，信號的幅度將受到限制，我們稱Amax為最大允許編碼電平。同樣，對能正常開始編碼的最小信號振幅也有要求。不難分析，最小編碼電平Amin為通常采用fk=800Hz為測試標(biāo)準(zhǔn)，所以因此，編碼的動態(tài)范圍定義為：最大允許編碼電平Amax與最小編碼電平Amin之比，即這是編碼器能夠正常工作的輸入信號振幅范圍。將式(6.5-4)和(6.5-5)代入得抽樣速率為fs(kHz)1020324080100編碼的動態(tài)范圍DC(dB)121822243032

由上表可見，簡單增量調(diào)制的編碼動態(tài)范圍較小，在低傳碼率時(shí)，不符合話音信號要求。通常，話音信號動態(tài)范圍要求為40~50dB。因此，實(shí)用中的ΔM常用它的改進(jìn)型，如增量總和調(diào)制、數(shù)字壓擴(kuò)自適應(yīng)增量調(diào)制等。表