第9章-模擬信號的數(shù)字傳輸-量化及PCM

第九章模擬信號的數(shù)字傳輸主要內(nèi)容抽樣定理模擬信號的數(shù)字化技術(shù)脈沖編碼調(diào)制時分復(fù)用系統(tǒng)重點抽樣定理抽樣、量化、編碼的概念PCM信號時分復(fù)用的概念時分復(fù)用系統(tǒng)結(jié)構(gòu)CompanyLogo9.1引言9.2抽樣定理9.4模擬信號的量化9.5脈沖編碼調(diào)制9.9時分復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)9.7增量調(diào)制9.8PCM和ΔM的性能比較9.6*差分脈沖編碼調(diào)制CompanyLogo9.1引言特點：用數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸模擬信號任務(wù)：模擬信號的數(shù)字化，形成數(shù)字基帶信號數(shù)字基帶信號的無失真?zhèn)鬏攺慕邮諗?shù)字信號中完整無失真的還原模擬信號模擬信息源信宿數(shù)字通信系統(tǒng)m(t)模擬隨機信號{sk}數(shù)字隨機序列A/D抽樣量化編碼D/A譯碼低通數(shù)字隨機序列模擬隨機信號9.2抽樣定理9.2.1低通型信號的抽樣定理9.2.2帶通型信號的抽樣定理9.2.1低通信號的抽樣定理抽樣：每隔一定的時間間隔T，抽取模擬信號的一個瞬時幅度值（樣值）。抽樣定理：如果對某一帶寬有限的時間連續(xù)信號（模擬信號）進行抽樣，且抽樣速率達到一定數(shù)值時，那么根據(jù)這些抽樣值就能準確地確定原始信號。這就是說，若要傳輸模擬信號，不一定要傳輸模擬信號本身，可以只傳輸按抽樣定理得到的抽樣值。ms(t)=m(t)s(t)×m(t)ms(t)s(t)①理想抽樣（沖激抽樣）②自然抽樣③平頂抽樣（瞬時抽樣）抽樣定理（重點）一個頻帶限制在（0，fH

）Hz內(nèi)的時間連續(xù)信號m(t)，如果以Ts≤1/(2fH)秒的間隔對它進行等間隔抽樣，則m(t)將被所得到的抽樣值完全確定。抽樣過程的實現(xiàn)圖形說明ms(t)0時域圖頻譜圖m

(t)M

(f)fm-fmMs(f)0討論：結(jié)論：fs的值必須滿足抽樣定理

以語音信號為例9.2.2帶通型信號的抽樣定理定義：若模擬信號m(t)的頻率范圍為fL~fH帶寬B=

fH-

fL如果fL<B，則m(t)為低通型信號如果fL>B，則m(t)為帶通型信號概念：帶通型信號的fH很高，若仍按fs≥2

fH

抽樣，雖能滿足樣值序列頻譜不產(chǎn)生重疊以確?；謴?fù)m(t)的要求，但將降低信道頻帶利用率。圖例討論：結(jié)論：fH=

nB討論：當(dāng)fL

=0時，fs＝2B，就是低通模擬信號的抽樣情況；當(dāng)fL很大時，fs趨近于2B。例如無線電接收機的高頻和中頻系統(tǒng)中的信號。對這種信號抽樣，在理論上都可以近似地將fs取為略大于2B。fMs(f)0B-B令帶通信號fH=6B，抽樣頻率fs=2B討論fH=

nBfM(f)fLfHfs

-fs

0fδT(f)0-fL-fHB-B討論：結(jié)論：9.4模擬信號的量化9.4.1量化的定義9.4.2均勻量化9.4.3非均勻量化特征：模擬信號被抽樣后，若抽樣值仍隨信號幅度連續(xù)變化，則當(dāng)其上疊加噪聲后，接收端無法準確判斷所發(fā)送的樣值。定義：利用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示模擬樣值的過程稱為量化。模擬信號m(t)

量化信號mq(t)9.4.1量化的定義樣值信號ms(t)量化誤差信號常用名詞量化區(qū)間(mi-1,

mi)量化電平qi量化間隔Δv（量化噪聲）量化器ms(kTs

)mq(kTs)波形量化級數(shù)M動態(tài)范圍(-a,a)eq(t)=|ms(t)-mq(t)|Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi

量化信號mq(t)ms(t)量化信噪比mq=mq(kTs)記：ms

=ms(kTs

)Δvt0量化誤差nq定義：把輸入信號m(t)的值域按等距離分割的量化稱為均勻量化，其量化電平取量化區(qū)間的中點。9.4.2均勻量化Δv為常數(shù)分析量化信噪比設(shè)m(t)的參數(shù)：動態(tài)范圍(-a,a)量化間隔Δv=2a/Mmi=-a+iΔv第i個量化區(qū)間的終點量化級數(shù)為Mqi=(mi-1+mi)/2i=1、2……Mmi-1=-a+(i-1)Δv第i個量化區(qū)間的起點量化區(qū)間量化電平當(dāng)m(t)是平穩(wěn)隨機過程，概率密度函數(shù)為f(x)時例解：

當(dāng)Δv一定，Nq為常數(shù)。與輸入信號大小無關(guān)例：已知均勻量化器量化級數(shù)為M，輸入信號在[-a，a]具有均勻概率分布，試求輸出端的量化信噪比?！摺喈?dāng)輸入信號較小時，Sq比滿負荷值小，導(dǎo)致Sq/Nq小，不能滿足通信的要求。9.4.3非均勻量化定義：Δv不為常數(shù)非均勻量化是一種在整個動態(tài)范圍內(nèi)量化間隔不相等的量化。信號幅度越小，量化間隔Δv也小；反之亦反。思路：輸入信號的特征是小信號出現(xiàn)的概率大，大信號出現(xiàn)的概率小，因而重點要改善小信號的量化信噪比。量化波形Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi

mq(t)ms(t)Δvi實現(xiàn)方法：把輸入量化器的信號x先進行壓縮處理，再把壓縮的信號y進行均勻量化。壓縮器均勻量化xy壓縮器是一個非線性變換電路，弱信號被放大，強信號被壓縮。壓縮器的入出關(guān)系表示為

接收端采用一個與壓縮特性相反的擴張器來恢復(fù)x。

常用壓縮器大多采用對數(shù)式壓縮，即y=lnx的形式。廣泛采用的兩種對數(shù)壓縮特性是μ律壓縮和A律壓縮。1、μ律壓縮特性（美國）式中x——歸一化輸入電壓（輸入電壓/最大輸入電壓）y——歸一化輸出電壓μ——壓縮器參數(shù)（取255）壓縮效果圖中對y是均勻分割的，等效于對x非均勻分割。2、A律壓縮特性（中國和歐洲）式中x——壓縮器歸一化輸入電壓y——壓縮器歸一化輸出電壓A——壓縮器參數(shù)（遠遠大于1，取為87.6）直線關(guān)系對數(shù)關(guān)系壓縮特性的近似實現(xiàn)早期的A律和μ律壓擴特性是用非線性模擬電路實現(xiàn)的。電路實現(xiàn)這樣的函數(shù)規(guī)律是相當(dāng)復(fù)雜的，因而精度和穩(wěn)定度都受到限制。隨著數(shù)字電路特別是大規(guī)模集成電路的發(fā)展。利用數(shù)字電路形成許多折線來逼近對數(shù)壓縮特性。

在實際中常采用的方法有兩種：一種是采用13折線近似A律壓縮特性，另一種是采用15折線近似μ律壓縮特性。我國的PCM30/32路基群采用A律13折線壓縮特性，因此這里重點介紹A律13折線。①A律13折線：用13段折線逼近A=87.6的A律壓縮特性。

具體方法：對x軸不均勻分成8段，分段的方法是每次以二分之一對分；對y軸在0~1范圍內(nèi)均勻分成8段，每段間隔均為1/8。然后把x，y各對應(yīng)段的交點連接起來構(gòu)成8段直線。其中第1、2段斜率相同(均為16)，因此可視為一條直線段，故實際上只有7根斜率不同的折線。

以上分析的是第一象限，對于雙極性語音信號，在第三象限也有對稱的一組折線，也是7根，但其中靠近零點的1、2段斜率也都等于16，與正方向的第1、2段斜率相同，又可以合并為一根，因此，正、負雙向共有2×(8-1)-1=13折，故稱其為13折線。

練習(xí)：畫出A率7折線圖

②μ律15折線：用15段折線逼近μ=255的μ律壓縮特性。具體方法是：對y軸均勻分成8段，第i個分點在i/8的位置對x軸不均勻分成8段，第i個分點的位置是其結(jié)果如圖本節(jié)主要掌握：1、均勻量化的量化間隔、量化級數(shù)的計算。2、均勻量化量噪比的計算（不要求）3、非均勻量化的μ律壓縮和A律壓縮的一些基本理論4、重點是A律壓縮13折現(xiàn)法練習(xí)題：書296頁9-7、9-8題9.5脈沖編碼調(diào)制（PCM）把量化的電平值表示成二進制碼組的過程稱為編碼。將模擬信號的經(jīng)過抽樣、量化變換為數(shù)字信號，然后再變換成代碼傳輸，這種方式稱為脈沖編碼調(diào)制PCM（PulseCodeModulation)。舉例如下：9.5脈沖編碼調(diào)制（PCM）9.5.1碼型的選擇9.5.2PCM

編碼方法9.5.3PCM系統(tǒng)的抗噪性能碼字和碼型：二進制碼抗干擾、易產(chǎn)生。因此，PCM中一般采用二進制碼。M(M=2N)個量化電平，可以用N位二進制碼元來表示，N位碼元組成一個碼組或稱為一個碼字。碼型指的是量化電平的編碼。其量化電平與碼字的對應(yīng)關(guān)系的整體就稱為碼型。在PCM中常用的二進制碼型有三種：自然二進碼、折疊二進碼和格雷二進碼（反射二進碼）。如下表常用二進制碼型

樣值脈沖極性自然二進碼折疊二進碼量化級序號正極性部分111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100015141312111098負極性部分011101100101010000110010000100000000000100100011010001010110011176543210自然二進碼：就是一般的十進制正整數(shù)的二進制表示，編碼簡單、易記，而且譯碼可以逐比特獨立進行（位權(quán)）。若把自然二進碼從低位到高位依次給以2倍的加權(quán)，就可變換為十進數(shù)。

折疊二進碼：是一種符號幅度碼。

左邊第一位表示信號的極性，信號為正用“1”表示，信號為負用“0”表示；第二位至最后一位表示信號的幅度。正、負絕對值相同時，折疊碼的上半部分與下半部分相對零電平對稱折疊，故名折疊碼。其幅度碼從小到大按自然二進碼規(guī)則編碼。

在PCM中，A律13折線PCM30/32路基群設(shè)備中所采用折疊二進碼。

在A律13折線PCM編碼中，采用8位二進制碼，對應(yīng)有M=28=256個量化間隔。

這需要將13折線中的每個折線段再均勻劃分16個量化間隔，由于每個段落長度不均勻，因此正或負輸入的8個段落被劃分成8×16=128個不均勻的量化間隔。說明8位碼的安排如下：極性碼段落碼段內(nèi)碼C1C2C3C4C5C6C7C8

段落序號段落碼C2C3C4876543211111001100011010001000特點：段內(nèi)的16個量化級均勻劃分，段落長度不等。小信號時，段落短，量化間隔小。大信號時，段落長，量化間隔大。第一、二段最短，只有歸一化的1/128，再將它等分16小段，每一小段長度

該值為最小的量化間隔Δ，它是輸入信號歸一化值的1/2048，代表一個量化單位。第八段最長，它是歸一化值的1/2，將它等分16小段后，每一小段歸一化長度為1/32，包含64個最小量化間隔，記為64Δ。段內(nèi)碼安排電平序號段內(nèi)碼電平序號段內(nèi)碼c5c6c7c8c5c6c7c815141312111098111111101101110010111010100110007654321001110110010101000011001000010000逐次比較編碼原理（編碼的實現(xiàn)過程）工作過程：（書275頁）例9-2：已知一個樣值為+1270個量化單位，采用13折線A率壓縮。求PCM

編碼碼組和量化誤差。解：1）確定C1∴C1=1∵+1270個量化單位=+1270Δv>02）確定C2C3C4∵1024<1270<2048∴C2C3C4=1113）確定C5C6C7C8∵∴∴C5C6C7C8=0011樣值落在第3量化級4）確定量化誤差∵第3量化級的坐標為（1216，1280）∴量化電平∴量化誤差=1270-

1248=22(量化單位)(量化單位)樣值落在第8段∴碼組：11110011例：語音信號m(t)采用13折線A律進行編碼，設(shè)m(t)的頻率范圍為0~4kHz，取值范圍為-6.144~+6.144V，若m(t)抽樣值為+2.132V，則對應(yīng)的PCM碼及量化誤差為多少？解：2.132/(6.144/2048△)=710.7Δ710.7△=512△

+32△

×6+32△/2-9.3△

編碼為：11100110

量化誤差：9.3△

9.3

×

(6.144/2048)=0.0279V譯碼輸出為720△，相對應(yīng)的11位線性碼組：01011010000習(xí)題9-14

單路話音信號的帶寬為4kHz，對其進行PCM傳輸，求：(1)最低抽樣頻率？(2)抽樣后按8級量化，求PCM系統(tǒng)的碼元傳輸速率；(3)若抽樣后按128級量化，PCM系統(tǒng)的碼元傳輸速率又為多少？

解：(1)由于fH=4kHz，根據(jù)低通抽樣定理，可知最低抽樣頻率fs=2fH=8kHz。(2)對抽樣值進行8級量化意味著要用3位二進制碼進行編碼。因為是單路信號，每秒有8000個抽樣值，所以信息傳輸速率為Rb=3×8000=24kb/s。(3)因為128級量化需用7位二進制碼進行編碼，所以，比特率為Rb=7×8000=56kb/s。補充：k=8，fs=8kHz，實際信息速率為fb=64kb/s

因此一路PCM數(shù)字電話的傳輸速率為64kb/s

回憶6.1節(jié)幾點重要結(jié)論：(1)

不歸零碼的有效帶寬為B=RB

(碼率)；歸零碼的有效帶寬為B=2RB

(碼率）(2)

歸零碼有同步信息(f≠0處的離散譜)；不歸零碼無同步信息(f≠0處的離散譜)；(3)單極性碼有直流分量(f=0處的沖激);

雙極性碼無直流分量(f=0處的沖激);1、13折線A律編碼計算必考（1）給你一個抽樣值，編碼器輸出碼組，譯碼輸出多少量化單位/電平，計算量化誤差（2）均勻量化后的11位自然二進制碼2、PCM基帶信號的碼率/頻譜帶寬不歸零碼的有效帶寬為B=RB

(碼率)；歸零碼的有效帶寬為B=2RB

(碼率）本節(jié)主要掌握：習(xí)題9—9

采用13折線A律編碼，設(shè)最小的量化極為1個單位，已知抽樣脈沖值為＋635個單位。(1)試求此時編碼器輸出碼組，并計算量化誤差（段內(nèi)碼用自然二進碼）；(2)寫出對應(yīng)于該7位碼（不包括極性碼）的均勻量化11位碼。解已知抽樣脈沖值設(shè)碼組的8位碼分別為因為，故又因為且，故位于第7段，第7段的量化級間隔為32，由知，位于第7段第3量化級，因此，輸出碼組量化誤差為27-(32/2)=11。（2）對應(yīng)的量化電平權(quán)值電流為

其對應(yīng)的均勻量化11位碼為習(xí)題9－10

采用13折線A律編譯碼電路，設(shè)接收端收到的碼組為“01010011”，最小量化單位為1個單位，并已知段內(nèi)碼為“自然二進碼”（“折疊二進制”選做）。

(1)試問譯碼器輸出為多少單位：

(2)寫出對應(yīng)于該7位碼（不包括極性碼）的均勻量化11位碼。解：接收端收到的碼組為由，信號為負值，由，信號位于第6段，起點電平為256，量化級間隔為16。由段內(nèi)碼為折疊二進碼

知譯碼的輸出為(2)對應(yīng)于該7位碼的均勻量化11位碼為習(xí)題9－11

9.6*差分脈沖編碼調(diào)制

9.6.1*DPCM原理

9.6.2*DPCM編譯碼

9.6.3*DPCM的量化信噪比9.6.1DPCM原理PCM信號的特點：其幅度動態(tài)范圍大，樣值編碼需要較多位數(shù)以滿足精度要求，增加了傳輸速率。大多數(shù)信源信號在相鄰抽樣樣值間具有很強的相關(guān)性思路：對相鄰樣值的差值進行編碼，以降低信號傳輸速率。其信號稱為DPCM（差分脈沖編碼調(diào)制）。在量化臺階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數(shù)減少，信號帶寬壓縮。若樣值之差仍用N位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比優(yōu)于PCM系統(tǒng)。DPCM的特點：

9.6.2DPCM編譯碼方法：依據(jù)前面第k-1個樣值預(yù)測當(dāng)前第k個的樣值。xn:輸入樣值:重建序列xndn:差值序列:預(yù)測序列xn~＋量化器編碼預(yù)測器解碼+-xn~xndndqndqncn＋＋xnxncn預(yù)測器++xn~++預(yù)測器輸出：例例＋量化器-++＋激勵預(yù)測輸入第一拍預(yù)測輸出第二拍預(yù)測輸出激勵預(yù)測輸入線性預(yù)測器種類極點預(yù)測器零點預(yù)測器零極點預(yù)測器＋量化器-++＋+＋定義：系統(tǒng)的總量化誤差en為輸入樣值xn與重建序列之差。xn僅與差值序列dn的量化誤差有關(guān)9.6.3DPCM系統(tǒng)的量化信噪比量化信噪比為:：差值序列經(jīng)過量化處理產(chǎn)生的量化信噪比。相當(dāng)于PCM系統(tǒng)的量化信噪比。Gp

：預(yù)測增益。是DPCM系統(tǒng)相對于PCM系統(tǒng)而言的信噪比增益一般差值序列功率E［d2n］遠小于信號功率E［x2n］Gp大于1，約為6～11dB。結(jié)論：若要求DPCM系統(tǒng)達到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比，可降低對量化器信噪比的要求，即可減小量化級數(shù)，從而減少碼位數(shù)，降低比特率。改進型

9.7增量調(diào)制（ΔM或DM

）9.7.1ΔM原理9.7.2ΔM編譯碼9.7.3*ΔM系統(tǒng)的抗噪性能思路：樣值序列中兩個相鄰樣值之間必存在大小關(guān)系，可以用兩個邏輯狀態(tài)來描述。9.7.1ΔM原理要求：進一步降低信號傳輸速率。定義：用一位二進制碼表示相鄰樣值之間的變化趨向，使每個樣值只需1

位編碼，稱為增量調(diào)制。樣值序列特征：抽樣速率很高（遠大于奈奎斯特速率），抽樣間隔很小，相鄰樣值之間的幅度變化較小，不超過量化間隔±σ。波形參數(shù)：抽樣間隔Δt，均勻量化，量化間隔σσ010101111110m(t)m'(t)0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1階梯信號m'(t)的兩個特點：在每個Δt間隔內(nèi)，m'(t)的幅值不變;相鄰間隔的幅值差為±σ（上升或下降一個量化階），不能出現(xiàn)過載。過載量化噪聲限制條件過載分析

9.7.2ΔM編譯碼方法一＋量化器-++＋+＋編碼解碼低通ΔM是DPCM的特例，量化器的量化級數(shù)為2方法二特點：適合進行理論分析或計算機仿真研究。積分器m(t)脈沖發(fā)生器ΔM低通特點：適合硬件實現(xiàn)。_+＋積分器m(t)e(t)m1(t)脈沖發(fā)生器ΔM判決比較器Ts發(fā)送端接收端波形m'(t)010101111110m(t)σ0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1m1(t)預(yù)測信號過載特性與動態(tài)編碼范圍當(dāng)K大于或等于模擬信號m(t)的最大斜率時定義：譯碼器的最大跟蹤斜率已知抽樣間隔為Δt，量化臺階為σ譯碼器輸出m'(t)能跟蹤輸入信號m(t)的變化，不發(fā)生過載，與m(t)誤差局限在［-σ，σ］，為一般量化誤差。克服過載方法：增大σ，使一般量化誤差增加。增大fs，使一般量化誤差減小。結(jié)論：ΔM系統(tǒng)的抽樣速率比PCM系統(tǒng)的抽樣速率高。

過載噪聲是在正常工作時必須且可以避免的噪聲例：輸入模擬信號為m(t)=Asinωkt斜率的最大值為了不發(fā)生過載，應(yīng)滿足

∴臨界過載振幅為當(dāng)抽樣頻率fs一定，Amax隨fk的增加而減小導(dǎo)致語音高頻段的量化信噪比下降，ΔM不實用定義Amax為最大編碼電平，

Amin＝σ/2為最小編碼電平定義編碼的動態(tài)范圍DC=Amax

/Amin選用fk=800Hz為測試標準，獲得動態(tài)范圍與抽樣頻率關(guān)系分析抽樣頻率為fs(KHz)1020324080100編碼的動態(tài)范圍DC(dB)121822243032結(jié)論：增量調(diào)制的編碼動態(tài)范圍較小，在低傳碼率時，不符合話音信號要求。通常，話音信號動態(tài)范圍要求為40~50dB，因此，實用中的ΔM常用改進型，如增量總和調(diào)制、數(shù)字壓擴自適應(yīng)增量調(diào)制。簡單ΔM調(diào)制的帶寬從編碼的基本思想知道，每抽樣一次，傳輸一個二進制碼元，因此碼元傳輸速率為RB=fs，從而ΔM調(diào)制帶寬

BΔM=RB=fs(Hz)。本質(zhì)區(qū)別：PCM是對樣值本身編碼9.8PCM與ΔM的性能比較ΔM是對相鄰樣值的差值的極性編碼

抽樣速率PCM系統(tǒng)中的抽樣速率fs是根據(jù)抽樣定理來確定的；ΔM的抽樣速率與最大跟蹤斜率和信噪比有關(guān)。在保證不發(fā)生過載，達到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比時，M的抽樣速率遠遠高于奈奎斯特速率。

帶寬PCM系統(tǒng)的數(shù)碼率為64KHz，要求最小信道帶寬為32KHz。ΔM調(diào)制帶寬BΔM=RB=fs(Hz)

9.9時分復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)9.9.1時分復(fù)用的基本概念9.9.2時分復(fù)用系統(tǒng)9.9.3時分多路數(shù)字電話系統(tǒng)9.9.1時分復(fù)用(TDM)的基本概念多路復(fù)用：使多路信號沿同一信道傳輸而互不干擾。時分多路復(fù)用：使各路信號在信道上占有不同的時間間隔同時傳輸而互不干擾。幀周期：抽樣周期Ts

。路時隙：每路信號的一個樣值占有的時間TC

。位時隙：碼組中一個碼元占有的時間TB

。第一路信號第二路信號復(fù)用信號

Ts

Ts

TC

TC

Ts

Ts

213量化編碼譯碼K2132量化編碼譯碼K1特征：將各路信號的抽樣時間錯開TDM原理框圖：9.9.2時分復(fù)用系統(tǒng)要求：收、發(fā)兩端開關(guān)K1、K2完全同步。保證開關(guān)K1、K2旋轉(zhuǎn)一圈的頻率（即抽樣頻率）滿足抽樣定理，既可實現(xiàn)收發(fā)一致。信道PCM30/32路復(fù)用系統(tǒng)幀周期Ts=125μs

9.9.3時分多路數(shù)字電話系統(tǒng)基群信號：包含30路用戶信號和2

路信令信號每路信號的采樣頻率fs=8000HzPCM高次群將4

個基群復(fù)接成二次群，將4

二次群復(fù)接成三次群復(fù)接的目的：提高傳輸速率幀結(jié)構(gòu)及參數(shù)群基群二次群三次群四次群路數(shù)304120448041920數(shù)碼率Mb/s2.0488.44834.368139.264PCM高次群的復(fù)接方法PCM30/32路系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)125μs(F)TS0TS1TS2…...TS16TS17…...TS30TS31TS0、TS16為信令TS0…...TS31稱為路時隙TS1…TS15

、TS17…TS31為用戶信號PCM30/32路系統(tǒng)幀參數(shù)路時隙的時間位時隙的時間數(shù)碼率幀長度PCM30/32路系統(tǒng)復(fù)幀結(jié)構(gòu)16個基本幀組成1個復(fù)幀F(xiàn)0F1…...F14F15復(fù)幀對告碼信令奇幀TS0復(fù)幀同步碼幀同步碼偶幀TS0CH16CH1CH30CH150011011F0

F1125μsTS0TS1TS2…...TS16TS17…...TS30TS311A11111100001A211abcdabcd

F15abcdabcdA1：幀失步對告碼同步：A1=0、A2=0失步：從收信號中得不到幀同步信號或復(fù)幀同步信號時，向?qū)Ψ桨l(fā)告警信號A1=1、A2=1abc

的組合描述各話路的空閑、忙、主叫、被叫、摘機、掛機等信息A2：復(fù)幀失步對告碼復(fù)接方法按位復(fù)接：每次復(fù)接1bit基群1特點：復(fù)接后每位碼元的寬度為原來的1/4基群2基群3基群4二次群10010111101001011010000101101100011000111100001110011100按碼字復(fù)接：每次復(fù)接8bit，循環(huán)周期長。按幀復(fù)接：每次復(fù)接256bit，利于信息交換，但需大容量存儲器。復(fù)接方法分類同步復(fù)接：被復(fù)接的所有支路信號的時鐘由總時鐘源提供，保證各個支路信號是同步信號，完成復(fù)接。（SDH

系統(tǒng)）異步復(fù)接：所有被復(fù)接支路信號的時鐘由各自系統(tǒng)提供，雖然其標稱值相同，但允許出現(xiàn)偏差，所以各個支路的瞬時碼速不等。因此，在復(fù)接這些異步信號之前，必須對各個支路的信號進行碼速調(diào)整（即相位調(diào)整）使之成為同步信號，再進行復(fù)接。（PDH系統(tǒng)）SDH復(fù)用原理同步數(shù)字系列(SynchronousdigitalHierarchy-SDH)的構(gòu)想起始于20世紀80年代中期，由同步光纖網(wǎng)(SynchronousOpticalNetwork-SONET)演變而成。1.SDH的特點不僅適用于光纖傳輸，亦適用于微波及衛(wèi)星等其他傳輸手段，并且使原有人工配線的數(shù)字交叉連接(DXC)手段可有效地按動態(tài)需求方式改變傳輸網(wǎng)拓撲,充分發(fā)揮網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的靈活性與安全性，而且在網(wǎng)路管理功能方面大大增強。因此，SDH成為B-SDN的重要支撐，形成一種較為理想的新一代傳送網(wǎng)(TransportNetwork)體制。

(2)使不同等級的凈負荷碼流在幀結(jié)構(gòu)上有規(guī)則排列，并與網(wǎng)路同步，簡單地借助軟件控制實施由高速信號中一次分支／插入低速支路信號，避免了對全部高速信號進行逐級分解復(fù)接的作法，省卻了全套背對背復(fù)接設(shè)備，簡化了上、下業(yè)務(wù)作業(yè)。

(1)使北美、日本、歐洲三個地區(qū)性PDH數(shù)字傳輸系列在STM-1等級上獲得了統(tǒng)一，真正實現(xiàn)了數(shù)字傳輸體制方面的全球統(tǒng)一標準。SDH由一些基本網(wǎng)路單元組成(3)幀結(jié)構(gòu)中的維護管理比特大約占5％，大大增強了網(wǎng)絡(luò)維護管理能力，可實現(xiàn)故障檢測、區(qū)段定位、業(yè)務(wù)中性能監(jiān)測和性能管理。(4)將標準接口綜合進各種不同網(wǎng)路單元，減少了將傳輸和復(fù)接分開的必要性，從而簡化了硬件構(gòu)成，同時此接口亦成開放型結(jié)構(gòu)，