射頻電路設(shè)計第七章

射頻電路設(shè)計第七章第一頁，共四十四頁，2022年，8月28日目錄第一章引言第二章傳輸線分析第三章Smith圓圖第四章單端口網(wǎng)絡(luò)和多端口網(wǎng)絡(luò)第五章有源射頻器件模型第六章匹配網(wǎng)絡(luò)和偏置網(wǎng)絡(luò)第七章射頻仿真軟件ADS概況第八章射頻放大器設(shè)計第九章射頻濾波器設(shè)計第十章混頻器和振蕩器設(shè)計第二頁，共四十四頁，2022年，8月28日第七章有源射頻元件7.1二極管模型7.2晶體管模型7.3有源器件的測量7.4用散射參量表征器件特性第三頁，共四十四頁，2022年，8月28日

對于具有一定復(fù)雜性的電路設(shè)計．在實現(xiàn)之前，都必須模擬為計算機輔助設(shè)計(CAD)程序的一部分，以定量評估這些電路是否達到設(shè)計規(guī)格要求。為此大量的軟件分析包提供了一大批等效電路模型，試圖復(fù)制各種分立元件的電性能*己開發(fā)出特殊的電路模型，來處理一些重要的設(shè)計上的要求，諸如低頻或高頻工作、線件或非線性系統(tǒng)性能以及正向或反向工作模式等。本章根據(jù)對二極管、單極和雙極晶體管的適當(dāng)?shù)牡刃щ娐穪砜疾鞄讉€有源器件。從固態(tài)器件物理的基礎(chǔ)知識自然地導(dǎo)出大信號(非線性)電路模型。隨后的討論將集中在模型的修改，使其線性化并改善它們在高頻下的丁作?？紤]到有不同的BJT模型，主要討論在SPLICE，ADS，MMICAD以及其他的模擬工具中得到廣泛的應(yīng)用的如Ebers-Moll和Gummel-Poon模型。經(jīng)常發(fā)生這樣的情況：由于所要求的屯參量很容易超過40個獨立參量，器件的制造商不可能規(guī)定所有的這些電參量．而所謂的SPLICE模型表示是達不到的。在那種情況下，對于不同的偏置條件和工作頻率，記錄下S參量以表征其高頻性能。在大多數(shù)情況下，這些j參量可提供給設(shè)計工程師充分的信息以完成模擬仟務(wù)。第四頁，共四十四頁，2022年，8月28日7.1二極管模型7．1．1非線性二極管模型典型的多可調(diào)參量(large-scale)的電路模型以同樣方式處理PN結(jié)和肖特基二極管，如圖7．1所示由肖特基二極管方程的非線性I-V特性可得：式中發(fā)射系數(shù)n被選作為一附加參量，使模型與實際測量更趨近于一致。通常這系數(shù)趨近于1.0。圖中C為擴放電容Cd和結(jié)(或耗盡層)電容CJ的組合。結(jié)電容：其中m是結(jié)漸變系數(shù)。對于在6．1．2中所分析的突變結(jié)，此值取0.5。實際的漸變過渡情況．0.2≤m≤0.5.當(dāng)外電壓VA超過閾電壓Vm（通常Vm≈0.5Vdiff(內(nèi)建電壓）)，結(jié)電容近似為如在第6章中指出過，本式只可應(yīng)用于某些正的外加電壓。擴散電容為：得總電壓：第五頁，共四十四頁，2022年，8月28日引入溫度的變化關(guān)系，發(fā)現(xiàn)：熱電壓：VT=KT/q反向飽和電流：7.1二極管模型其中To是一參考溫度，T0＝300K(或270C)。

Pt為反向飽和電流溫度系數(shù)，取3或2(PN結(jié)為3,肖特基二極管為2）。

Wg(T)為帶隙能，當(dāng)溫度上升時，帶隙減小，使荷電載流子較易于從價帶轉(zhuǎn)移到導(dǎo)帶。通常設(shè)定T=0K時為Wg(0),則帶隙能隨溫度做如下調(diào)整：如下表為在SPICE中的一些參量：第六頁，共四十四頁，2022年，8月28日7.1二極管模型7．1．2線性二極管模型在實用的所有的電路條件下，都可用這種非線性模型來進行靜態(tài)和動態(tài)分析。但當(dāng)二圾管工作在一特定的DC電壓偏置點上，并且圍繞此點的信號變化很小的時侯，還可開發(fā)一個線性或小信號模型。即通過在偏置點(或Q點)VQ的切線來近似指數(shù)I-V特性曲線。在Q點的切線斜率是微分電導(dǎo)Gd，可求出如下：線性電路模型如右：微分電容即為偏置點VQ的擴散電容第七頁，共四十四頁，2022年，8月28日當(dāng)溫度改變，且偏置電流IQ保持常數(shù)時，出帶隙能Wg、飽和電流Is都隨溫度變化，偏置電壓也改變。計算結(jié)果如下表，而相應(yīng)的二極管阻抗的頻率特性如上圖（DC偏置條件影響電容和電阻，從而影響AC特性。）第八頁，共四十四頁，2022年，8月28日多年來，已經(jīng)開發(fā)出一系列大信號和小信號雙極和單極晶體管模型。擴展到RF-MW頻率和高功率應(yīng)用的需求時，必須考慮許多重要的二級效應(yīng)，諸如低電流和高注入現(xiàn)象。故須以改進的BJT電路表述。7．2．1大信號BJT模型靜態(tài)Ebers-Moll模型(最流行的大信號模型之一),對于理解基本的模型要求和把它擴展到更為復(fù)雜的大信號模型，以及導(dǎo)出大多數(shù)小信號模型，它是不可缺少的。圖7．4表示出一般的NPN晶體管連同在所謂注入方案下相關(guān)聯(lián)的Ebers-Moll電路模型。7．2晶體管模型如圖存在在正向和反向極件下連接的兩個二極管，雙二極管的Ebers-Moll方程取以下形式：二極管電流：反向的集電極和發(fā)射極飽和電流IGS、

IES與飽和電流Is關(guān)系：對于正向和反向激活模式，電路模型可以簡化：●正向激活模式(VCE>VCEsat=0.1V,VBE≈

0.7V)：具有基極—發(fā)射極二極管IF導(dǎo)電和基極—集電極二極管處于反向(即VBE<0V)，我們推斷：IR≈

0并且αRIR≈0。這樣，基極—集電極二極管和基極—發(fā)射極電流源可忽略不計。●反向激活模式(VCE<-0.1V,VBC≈

0.7V。基極—集電極二極管IR導(dǎo)電，而基極—發(fā)射極二極管是反向偏置的(即VBE<0V)，這導(dǎo)致IR≈

0并且αRIR≈0第九頁，共四十四頁，2022年，8月28日圖7．5概括了這兩種工作模式，此時發(fā)射極選為公共參考點。7．2晶體管模型引入基極—發(fā)射極和基極—集電極擴散電容(Cde,Cdc)以及二極管結(jié)電容(Cje,Cjc)，可以修改這個模型以說明動態(tài)工作情況。這里需要更為復(fù)雜的分析。如：用于說明發(fā)射極擴散電容的電荷是由存儲在(a)中性發(fā)射極區(qū)、(b)發(fā)射極—基極、(c)集電極—基極空間電荷區(qū)和(d)中性基極區(qū)中的少數(shù)電荷所構(gòu)成。同樣的分析也可用于集電極擴散電容。圖7．6顯示出動態(tài)的Ebers-Moll單片模型。在RF工作條件下，通過計人引線的電阻和電感以及端點之間的寄生電容，可得出改進后的模型，如圖7．6(b)所示。第十頁，共四十四頁，2022年，8月28日得到不同形式的模型，電路配置示于圖7.8，并配有基極、集電極和發(fā)射極電阻。圖中分別以Cbe和Cbc表示與基極—發(fā)射極和基極—集電極二極管相關(guān)聯(lián)的擴散和結(jié)的復(fù)合電容。7．2晶體管模型第十一頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型由圖7.8直接導(dǎo)出在正向激活模式下的大信號BJT模型。這種模式可略去基極—集電極二極管電流，但電容效應(yīng)不可忽略。對電參量重新命名后，得到如圖7.9的電路，圖中用一等效電流源取代正向偏置二極管。這一模型作為標準BJT的非線性表示在SPICE軟件庫。Ebers-Moll模型按其原始模型，不能考慮到一系列物理現(xiàn)象。研究表明：βF

和βR與電流有關(guān)，飽和電流Is是受基極—集電極電壓影響的(Early效應(yīng))。這兩種效應(yīng)對BJT的綜合性能有重要影響。因此對原始的Ebers-Moll模型進行改進，最終成為圖7．10所示的Gummel-Poon模型。在這個模型中，附加有兩個額外的二極管L1、L2，用于處理與集電極電流有關(guān)的正向和反向電流增益βF

(Ic)和βR(Ic)，第十二頁，共四十四頁，2022年，8月28日圖7.11給出一典型的βF曲線。兩個漏泄二極管LI，L2提供了4個新的設(shè)計參量：Is1,nEL，它們是對于低電流正常模式工作時，在公式中的兩個系數(shù)，Is2,ncL

，它們是對于低電流反向模式工作時，在公式的兩個系數(shù)。該Gummel-Poon模型能處理Early效應(yīng)：隨著集電極—發(fā)射極電壓的增高，空間電荷區(qū)開始向遠處擴散到基區(qū)，結(jié)果在固定基極電流下使集電極電流有增加。如果對每條集電極電流作切線(見圖7．12)，則這些切線近似地會聚在一個電壓點-VAN上，這稱為正向Early效應(yīng)。如果BJT工作在反向激話模式下，結(jié)果在一個電壓點VBN上，稱之為反向Early效應(yīng)。7．2晶體管模型第十三頁，共四十四頁，2022年，8月28日將這兩個電壓作為附加因素納入到模型中。且列入一個與電流有關(guān)的基極電阻和一個分布式基極—集電極結(jié)電容Cjbc。則把靜態(tài)Gummel-Poon模型(如圖7.10所示)轉(zhuǎn)換為包括有二極管電容和Cjbc的動態(tài)模型，簡化為如圖7．13所示的等效電路。7．2晶體管模型這個電路類似于大信號Ebers-Moll模型(如圖7．9所示)，差別在于：基極電阻RBB’依賴于電流；集電極電流考慮到Early效應(yīng)，一個分布式基極—集電極結(jié)電容Cjbc進入該模型。

在SPICE中可調(diào)用這兩種BJT模型，對于Ebers-Moll，要求有26個電路參量的詳細說明，而對于Gummel-Poon，則要求多達41個電路參量。通常，BJT制造商只給出測量到的S參量，而不是一般適用的SPICE模型參量。這就要求電路設(shè)計工程師對這些數(shù)據(jù)進行插值，以得到晶體管在特定工作條件下的數(shù)據(jù)。由圖7．13直接可見，在端點B’-C’-E’內(nèi)，這一模型在其最簡單形式下化為靜態(tài)情況，而在略去集電極—發(fā)射極電阻下則成為我們熟悉的低頻晶體管模型。第十四頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2．2小信號BJT模型

現(xiàn)在從大信號Ebers-Moll方程導(dǎo)出在正向激活模式下的小信號模型。為此，將大信號模型(如圖7．9所示)轉(zhuǎn)化為如圖7.14中的線性混合π模型。7．2晶體管模型

由圖可見：基極—發(fā)射極二極管被一小信號二極管模型所取代，而集電極電流源被一電壓控制的電流源所代替。并在反饋電容Cμ上并聯(lián)一電阻rμ使模型更加趨于實際。對此模型直接建立小信號電路參量，通過在偏置點(或Q點)附近對輸入電壓VBE和輸出電流Ic按小信號AC電壓νbe和電流ic作展開如下：保留線性項得：小信號集電極電流工作點小電流增益：其中跨導(dǎo):輸入電阻：輸出電導(dǎo)：式中包括了Early效應(yīng)。由于耗盡層長度擴增到了基極，這也稱之為基極寬度調(diào)制。輸出電流用輸入電壓表示為：第十五頁，共四十四頁，2022年，8月28日附加的小信號BJT模型經(jīng)常被展開成另一種以h參量為基礎(chǔ)的網(wǎng)絡(luò)表示，將h參量用到共發(fā)射極結(jié)構(gòu)的BJT上，則得到：得到如圖7.15的一般形式：輸出到輸入的反饋可通過反向偏置集電極—基極結(jié)電容Ccb(通常其量級為0.1-o.5pF)和一電阻rcb(其值在幾M?范圍)來模擬。所以，對于低頻和中等頻率(直到約50MHz)．這種反饋可忽略掉。而在GHz量級頻率范圍，它會極度地影響B(tài)JT工作。如果忽略反饋電阻rbc，將導(dǎo)致高頻電路模型如圖7．16所示。在這圖中還給出了其轉(zhuǎn)換電路，其中原來的反饋電容Ccb轉(zhuǎn)換成在輸入和輸出兩邊的Miller電容。Miller效應(yīng)可通過反饋電容的重新分布把輸人端從輸出端去耦，如下例。代表輸出電壓“反饋”到輸入電壓作為部分電壓控制電壓源的響應(yīng)。模擬輸入“前饋”到輸出(或增益)作為部分電流控制電流源的響應(yīng)。第十六頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型指定：得等效電容:V1=νbe,V2=νce通過計算得到與一常數(shù)電壓放大倍數(shù)νce/νbe有關(guān)的等效電容，實現(xiàn)輸入端從輸出端的去耦。第十七頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型直接與BJT頻率性能有關(guān)的另一重要因素是短路電流增益hfe(ω)，它隱含著如圖7．18中所示的集電極與發(fā)射極的聯(lián)系。因為輸出短路νce＝0則最大頻率和截止頻率：當(dāng)hfe(ω)＝1(0dB)(輸出短路）的頻率為過渡頻率fT,亦稱為增益帶寬乘積。通常β0>>1,Cπ>>Cμ

則正如在第6章中已看到的，這個頻率與發(fā)射極—集電極等時延有關(guān)。第十八頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型最后，討論一個包括有BJT的設(shè)計方案，在這方案中貫穿以下步驟：決定偏置條件，確定作為頻率函數(shù)的輸入和輸出阻抗，并把阻抗值轉(zhuǎn)換成相關(guān)的s參量。用于這例題中的晶體管參量歸納在表7．3中。由MATLABroutineex7_4.m提供計算細節(jié)。第十九頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型第二十頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型第二十一頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2晶體管模型第二十二頁，共四十四頁，2022年，8月28日正如在圖7．22(b)中看到的，即使發(fā)射極電阻和電感與模型中其他元件值比較時似乎是可忽略的，其引入?yún)s導(dǎo)致在整個頻率范圍內(nèi)增益的顯著下降。這再次表明在RF電路中寄生元件的影響。前面展現(xiàn)出從基礎(chǔ)的SPICE模型的己知工作條件來計算晶體管小信號參量的一種方法。即使是只研究了一個簡單的拓樸結(jié)構(gòu)，這一方法可直接應(yīng)用于更為復(fù)雜的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，只需把它拆開成一組互相聯(lián)系的二端口網(wǎng)絡(luò)即可。7．2晶體管模型第二十三頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2．3大信號FET模型

FET比起B(yǎng)JT來，具有一系列優(yōu)點，但也存在某些缺點。對特定電路選擇有源器件時，應(yīng)當(dāng)考慮到以下與FET有關(guān)的優(yōu)點：●表現(xiàn)出較好的溫度性能o●噪音特性一般也是優(yōu)良的?！褫斎胱杩雇ǔＪ呛芨叩?，特別適合用于前置放大器是理想的。●漏極電流與BJT的指數(shù)形式集電圾電流相比，它表現(xiàn)為二次泛函特性(這樣線性較好)。●頻率上限常常以一顯著的差額超過BJT的頻率上限?！窆β氏妮^小.

在缺點方面，經(jīng)常提到的有：●具有較小的增益*●由于高的輸入阻抗，較為難于構(gòu)建匹配網(wǎng)絡(luò)?！衽cBJT相比，其功率使用容量偏低.

由于新器件概念和加工的改進不斷地影響著晶體管性能的各個方面的。

7．2晶體管模型第二十四頁，共四十四頁，2022年，8月28日主要對非絕緣柵FET的模擬，包括MESFET，常稱為GaAsFET(英文發(fā)音為gasfet)，和HEMT兩種。兩者都在第6章中討論過。圖7．23中示有基本的N溝道、耗盡型MESFET模型(帶有負的閾電壓)連同其轉(zhuǎn)移和輸出特性。在正向(或正常)工作模式下關(guān)鍵的漏極電流方程由6．4節(jié)中所闡明的分析方法得出的線性和飽和兩個區(qū)域的漏極電流，由此導(dǎo)出FET模型第二十五頁，共四十四頁，2022年，8月28日1、飽和區(qū)（VDS≥VGS-VT0〉0）式(6．94)給出的飽和漏極電流如下：閾電壓VT0和夾斷電壓Vp組合Vd=VT0+Vp代入多項式展開，取到二次項得：則傳導(dǎo)參量為：考慮溝道調(diào)制效應(yīng)，得：其中：（第6章定義）2、線性區(qū)（0<VDS≤VGS-VT0）同上分析得：當(dāng)VDS=VGS-VT0即為線性到飽和的過渡，兩者的漏極電流是等同的。第二十六頁，共四十四頁，2022年，8月28日當(dāng)VDS<0，F(xiàn)ET工作在反向(或逆向)模式（此時柵極-漏極二極管是負偏置）。1、反向飽和區(qū)2、反向線性區(qū)只要加上柵極—漏極和柵極—源極電容就可使靜態(tài)FET模型過渡到動態(tài)FET模型，如圖7．24所示。在這個模型中源極和漏極電阻與源極—柵極和漏極—柵極溝道電阻有關(guān)。在典型情況下因為柵極電流可忽略，通常不含柵極電阻。第二十七頁，共四十四頁，2022年，8月28日表7.4概括了MESFET的SPICE模擬參量：第二十八頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．2．4小信號FET模型小信號FET電路可從大信號FET模型(圖7．24)直接推導(dǎo)出。在這模型中我們簡單地用7．1節(jié)中導(dǎo)出的小信號表示來取代柵極—漏極二極管和柵極—源極二極管。此外，電壓控制的電流源通過一跨導(dǎo)gm和一并聯(lián)電導(dǎo)g0＝1／rds來模擬。該模型可用物理器件對應(yīng)性連接起來，如圖7．25所示。用二端口Y參量描述：在現(xiàn)實條件下，輸人導(dǎo)納y11和反饋電導(dǎo)y12都很小，因而可忽略掉。但在高頻條件下，電容不可忽略。則得圖7.26的電路模型：第二十九頁，共四十四頁，2022年，8月28日當(dāng)輸入和輸出去耦時，對DC和低頻工作，圖7．26中的模型可簡化。從漏極方程(7．36)可計算出正向飽和區(qū)的跨導(dǎo)gm和輸出電導(dǎo)g0：柵極—源極和柵極—漏極電容在確定頻率特性中起著決定性作用。對于過渡頻率fT?？紤]短路電流增益，此時輸入電流IG與輸出電流的大小相等，或具體表示為：對于低頻FET應(yīng)用，主要是由這些電容所決定的放電時間嚴重地限制了FET的頻率響應(yīng)。正如節(jié)決定的溝道渡越時間限制了在高頻應(yīng)用下FET的工作，見下例。第三十頁，共四十四頁，2022年，8月28日與在節(jié)所討淪的1.5GHz的近似溝通渡越時間截然不同，此處具有較小的RC時間常數(shù)。換句話說，溝道渡越時間成為MESFET高速性能的限制因素‘，如果令gm＝G0這是常用的近似公式。第三十一頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．3．1雙極結(jié)晶體管的DC特性用Ebers-Moll方程(7．10)式和(7．11)式進行分析，重新表示集電極和基極電流如下：7．3有源器件的測量要通過測量來確定的待定系數(shù)是Is、βR、βF

。此外，當(dāng)BJT工作在大的VCEl時，正向和反向Early電壓VAN和VBN也是重要的量。為了把正向和反向電流增益的測量分開，我們采取如圖7．27所示的兩種測量方案。正向測量：基極—集電極二極管是短路的(VBC＝o)，把式(7．46)簡化為：第三十二頁，共四十四頁，2022年，8月28日監(jiān)測作為VBE函數(shù)的基極和集電極電流，其結(jié)果畫成曲線示于圖7．28中。兩種電流值都用對數(shù)畫出。對足夠大的VBE

值，上兩式中括號內(nèi)的指數(shù)項遠大于1。所以對兩種電流都得到線性斜率1／VT。從這兩條曲線：1、外推集電極電流，以求得截距l(xiāng)nIs(如圖7．28所示)，從而可得Is。2、從基極電流外推得1nIs-1nβF，由此可確定βF

。從圖7．28可看出：顯然只在很窄的集電極—發(fā)射極電壓范圍內(nèi)電流增益是常數(shù)。而對于低的和高的電流注入，都發(fā)生顯著的偏離。Early效應(yīng)被表示成集電極電流的線性梯度：3、求出VAN。圖7．12給出Ic隨VCE的變化曲線，對在飽和區(qū)中的集電極電流曲線求切線，切線的延伸線與VCE軸在第二象限相交，此截距即-VAN。從圖7．12還可看出：對于不同的基極電流，此截距都是相同的。反向模式參量βR和VBN的確定是通過集電極與發(fā)射極端口的交換[見圖7．27(b)，方法同上。7．3有源器件的測量第三十三頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．3．2雙極結(jié)晶體管的AC參量的測量

AC參量的測量取決于所涉及的模型和所要求的細節(jié)，同樣盡量引用大信號Ebers-Moll或Gummel-Poon電路元件。在此，集中于如圖7.29所示的小信號、低頻電路模型。這個模型與表示在圖7．14的混合π模型有聯(lián)系，但沒有輸出反饋(h12=0）和電阻影響rB≈rE≈rC≈0在正向激活中的Q點，我們可導(dǎo)出與式(7．15)—式(7．20）相一致的以下參量：跨導(dǎo)：輸入電容：輸出電阻：輸出電導(dǎo)：由于存在Early效應(yīng)，集電極電流由Ic＝gmI

B（1+VCE/VAN）給出。選定了正向激活模式，Cπ代表擴散電容，并有基極—發(fā)射極二極管的正向渡越時間τbe。7．3有源器件的測量第三十四頁，共四十四頁，2022年，8月28日

測量方案將按以下步驟進行：1、●給定結(jié)溫度下的跨導(dǎo)2、●I電流增益3、●輸入電阻是在特定的角頻率下記錄的，由此可求出電容Cπ

。我們可更簡潔地求出過渡頻率fT，從而求出Cπ，而不是用記錄輸入阻抗來間接地確定Cπ。注意到在過渡頻率fT下，AC電流增益等于1：4、●輸出電阻5、●輸入阻抗由β>>1導(dǎo)出：得用網(wǎng)絡(luò)分析儀，進行頻率掃描，直到基極電流等于極電及電流，這樣得到的過渡頻率代入上式便可求出Cπ7．3有源器件的測量第三十五頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．3有源器件的測量第三十六頁，共四十四頁，2022年，8月28日上例可應(yīng)用于低和中等頻率，但當(dāng)頻率達到1GHz以上時，情況變得更為復(fù)雜。此時不能忽略Miller效應(yīng)，必須求助于S參量的測量。見下例：7．3有源器件的測量第三十七頁，共四十四頁，2022年，8月28日此例說明：一旦頻率超過100MHz，必須考慮反饋效應(yīng)。許多制造商只憑借S參量特性。利用適當(dāng)?shù)臏y試固定架或夾具并依靠網(wǎng)絡(luò)分析儀，測量在一定偏置條件和工作頻率下的S參量，這樣的處理方法大為簡化了BJT特性的確定。7．3有源器件的測量第三十八頁，共四十四頁，2022年，8月28日7．3．3場效應(yīng)晶體管參量的測量

由于GaAsMESFET在許多射頻電路中有突出表現(xiàn)，在此對它的參量提取做較為密切的考察。對于HMET，因為其電路模型相同，所以可以同時處理這兩種情況。第6章中已導(dǎo)出過在線性區(qū)的漏極電流的基本方程如下：MESFET和HMET的區(qū)別在于閾電壓的定義：對于飽和區(qū)：利用式(7．55)，由此作出漏極電流的平方根對外加?xùn)艠O—源極電壓VGS的變化曲線，就可容易地求出傳導(dǎo)參量β和閾電壓VT0。7．3有源器件的測量第三十九頁，共四十四頁，2022年，8月28日為得出傳導(dǎo)參量β和閾電壓VT0．一個MESFET的測量裝置示于圖7．31中。閾電壓是被間接確定的，通過設(shè)置兩個不同的柵極—源極電壓VGS1和VGS2，而保持漏極—源電壓不變，即，使晶體管工作于飽和區(qū)。由兩次測量的結(jié)果，得出：因為假定溝道長度調(diào)制效應(yīng)可忽略；因此所測量的電流接近于由式(7．55)給出的飽和漏極電流代入上式求得β如果選取則可簡化：7．3有源器件的測量第四十頁，共四十四頁，2022年，8月28日使用合適的測試固定架或夾具，并依靠矢量電壓表或網(wǎng)絡(luò)分析儀，記錄與頻率和偏置有關(guān)的4個S參量，這種測量極大地簡化了對待測器件(DUT)的特性確定。為了對基本測量過程(也是處于網(wǎng)絡(luò)分析儀的心臟部分)獲得有價值的通徹理解。首先研究矢量電壓表測量方法。7．4用散射參量表征器件特性它的一般描述見圖7．32所示，此裝置需要有’個射頻信號發(fā)生器、兩個雙向定向耦合器、晶體管偏置網(wǎng)絡(luò)、實物晶體管固定支架和可產(chǎn)生短路和通路條件的配套校正元件。圖中的雙向定向耦合器的功能是把人射波與反射波隔離開。第四十一頁，共四十四頁，2022年，8月28日

實際的信號傳播路徑可在圖7．32中觀察到。這里矢量電壓表用信道A和信道B分別記錄來自有源器件輸入端的入射和反射功率。取其電壓幅值之比得出∣S11∣。為了記錄相位角，重要的是得到一個合適