第4章模擬調制系統(tǒng)

2023/2/21西北工業(yè)大學2014.3第4章模擬調制系統(tǒng)通信原理2023/2/224.1引言

調制是頻帶傳輸?shù)幕A。調制的定義：是按原始電信號的變化規(guī)律去改變高頻載波某些參量的過程。

調制的方式：模擬調制和數(shù)字調制－－調制信號形式；載波的選擇：

正弦波和脈沖調制－－高頻載波形式。調制的作用：可以進行頻譜搬移，從而將調制信號轉換成適合于信道傳輸或便于信道多路復用的已調信號；對系統(tǒng)信息傳輸?shù)挠行院涂煽啃杂泻艽蟮挠绊?。調制方式往往決定了一個通信系統(tǒng)的性能。調制的分類（模擬）：

AM、DSB-SC、SSB、VSB、FM和PM。2023/2/23研究內容：

主要內容高頻電子線路已經學過，從通信原理角度予以帶有復習性質的介紹。4.1引言4.2幅度調制的原理4.3線性調制系統(tǒng)的抗操聲性能4.4角度調制（非線性調制）原理4.5調頻系統(tǒng)的抗噪聲性能4.6各種模擬調制系統(tǒng)的比較4.7頻分復用（FDM）2023/2/244.2幅度調制的原理

4.2.1幅度調制的一般模型幅度調制定義：用調制信號去控制高頻正弦載波的幅度，使其按調制信號的規(guī)律變化的過程。模型：表達式：m(t)--調制信號（一般為基帶信號）；cosωct—高頻載波（幅度、相位）；sm(t)--已調信號；

h(t)--濾波器的沖激響應。

2023/2/25模型：表達式：討論：●在波形上，它的幅度隨基帶信號規(guī)律而變化；在頻譜上，它的頻譜完全是基帶信號頻譜在頻域內的簡單搬移。由于這種搬移是線性的，因此幅度調制通常又稱為線性調制；●適當選擇H(ω)、m(t)，便可得到各種幅度調制信號，例如：常規(guī)雙邊帶調幅（AM）、抑制載波雙邊帶調幅（DSB-SC）、單邊帶調制（SSB）和殘留邊帶調制（VSB）信號等。2023/2/265.1.2常規(guī)雙邊帶調幅（AM）

1.AM信號的表達式、頻譜及帶寬

條件（在一般模型的基礎上）：濾波器為全通網絡：H(ω)=K(=1);調制信號：m(t)外加直流分量A0，且（1）模型（2）表達式2023/2/27（3）波形及頻譜2023/2/28（4）討論●AM信號是帶有載波的雙邊帶信號，它的帶寬為基帶信號帶寬的兩倍，即●上邊帶、下邊帶。都含有原調制信號的完整信息

?！癜j檢波不發(fā)生失真條件

否則過調制。2023/2/29

2.AM信號的功率分配及調制效率

已調信號功率為：

功率分配：

注：Pc－載波功率；Ps－邊帶功率； 基帶信號功率。調制效率：顯然，AM信號的調制效率總是小于1。2023/2/210

例4.1

設m(t)為正弦信號，進行100％的常規(guī)雙邊帶調幅，求此時的調制效率。

解：依題意無妨設而100％調制就是 的調制，即因此

由此可見，正弦波做100％AM調制時，調制效率僅為33.3%!2023/2/2113.AM信號的解調

調制的逆過程叫做解調。AM信號的解調方法有兩種：相干解調和包絡檢波解調。用一個低通濾波器，就無失真的恢復出原始的調制信號：

（1）相干解調原理：乘法器移頻。關鍵：與調制器同頻同相位的載波。

問：同頻不同相？同相解調結果：1/2幅度。2023/2/212（2）包絡檢波法

原理：AM信號波形的包絡與輸入基帶信號成正比，故可以用包絡檢波的方法恢復原始調制信號。包絡檢波器：一般由半波/全波整流器和LPF組成。包絡檢波器的輸出與輸入信號的包絡十分相近，即：串聯(lián)型包絡檢波器電路及其輸出波形

2023/2/213（3）討論

●包絡檢波法屬于非相干解調法，特點：解調效率高，解調器輸出近似為相干解調的2倍；解調電路簡單，特別是接收端不需要與發(fā)送端同頻同相位的載波信號，大大降低實現(xiàn)難度。

故幾乎所有的調幅（AM）式接收機都采用包絡檢波法?！癫捎肁M傳輸信息－－好處：解調電路簡單，可采用包絡檢波法。缺點：調制效率低，載波分量不攜帶信息，但卻占據(jù)了大部分功率。改進措施：如果抑制載波分量的傳送，則可演變出另一種調制方式，即抑制載波的雙邊帶調幅（DSB-SC）。

2023/2/2145.1.3抑制載波的雙邊帶調幅（DSB-SC）1.DSB信號的表達式、頻譜及帶寬條件（在一般模型的基礎上）：

濾波器為全通網絡：H(ω)=K(=1);調制信號：均值為0，依然（2）表達式（1）模型2023/2/215（3）波形及頻譜討論：●DSB信號不能進行包絡檢波，只能相干解調；●除不含載頻分量離散譜外，DSB信號頻譜同于AM（由上下對稱的兩個邊帶組成）－－DSB信號是不帶載波的雙邊帶信號；●它的帶寬為基帶信號帶寬的兩倍：2023/2/2162.DSB信號的功率分配及調制效率

由于不再包含載波成分，因此，DSB信號的功率就等于邊帶功率，是調制信號功率的一半，即顯然，DSB信號的調制效率為100%。

2023/2/2173.DSB信號的解調

－－DSB信號只能采用相干解調。乘法器輸出為：經低通濾波器濾除高次項，得

－－即無失真地恢復出原始電信號。DSB調制的好處：節(jié)省了載波發(fā)射功率，調制效率高；調制電路簡單，僅用一個乘法器就可實現(xiàn)。 缺點：占用頻帶寬度比較寬，為基帶信號的2倍。

改進招數(shù)？2023/2/2185.1.4單邊帶調制（SSB）

考察：由于DSB信號的上、下兩個邊帶是完全對稱的，皆攜帶了調制信號的全部信息，因此，從信息傳輸?shù)慕嵌葋砜紤]，僅傳輸其中一個邊帶就夠了。1.SSB信號的產生

產生SSB信號的方法很多，最基本的：濾波法和相移法。（1）濾波法－－據(jù)一般模型而建條件：濾波器為：調制信號：均值為0，依然關鍵/注：●模型只允許DSB信號的一個邊帶通過！2023/2/219●模型●頻譜●頻域表達式2023/2/220（2）用相移法形成SSB信號－－據(jù)時域表達式而建立可以證明，●SSB信號的時域表示式為：式中：“－”對應上邊帶信號，“+”對應下邊帶信號；

是m(t)的希爾伯特變換。●模型Hh(ω)為希爾伯特濾波器，它實質上是一個寬帶相移網絡，對m(t)中的所有頻率分量均相移-π/2

。

2023/2/2212.SSB信號帶寬、功率和調制效率3.SSB信號的解調

SSB信號的解調也不能采用包絡檢波，只能采用相干解調，SSB信號不含載波成分，單邊帶幅度調制的效率也為100%。

2023/2/222乘法器輸出為：經低通濾波后的解調輸出為SSB信號的解調原理：－－是DSB時的二分之一。心得：相干解調解出同相分量的一半，抑制正交分量。2023/2/223回顧/小結：

AM調制：

可采用包檢，結構簡單，但調制效率低，最大為33％；

DSB調制：調制效率高，但信號占用頻帶寬；

SSB調制：調制效率高，信號占用頻帶低，同于基帶信號。但SSB調制實現(xiàn)難度大：采用濾波法時，單邊帶濾波器不易實現(xiàn)；采用相移法時，希爾伯特寬帶相移網絡難以實現(xiàn)。2023/2/2244.2.5

殘留邊帶調制（VSB）

特點：殘留邊帶調制是介于單邊帶調制與雙邊帶調制之間的一種調制方式，它既克服了DSB信號占用頻帶寬的問題，又解決了單邊帶濾波器不易實現(xiàn)的難題。原理：在殘留邊帶調制中，除了傳送一個邊帶外，還保留了另外一個邊帶的一部分。核心：M(ω)關于ω=0偶對稱；

DSB信號頻譜關于ω=ωc對稱！2023/2/225核心：M(ω)關于ω=0偶對稱；

DSB信號頻譜關于ω=ωc對稱！2023/2/2261.殘留邊帶信號的產生●模型●頻譜●頻域表達式●關鍵：殘留邊帶濾波器（待證）●時域表達式 ???（4.2-22）2023/2/227●幾何含義：HVSB(ω)在載頻附近必須具有互補對稱性?！窕パa對稱滾降特性是指：以(ωc,1/2)為坐標原點，建立一坐標系，則殘留邊帶濾波器的過渡帶關于原點(ωc,1/2)應呈現(xiàn)奇對稱性。因為此時，保留的下邊帶信號在|ω|<ωc所損失的部分，“奇對稱”地由|ω|>ωc殘留的上邊帶信號補充回來。（4.2-22）2023/2/228滿足互補對稱特性的滾降形狀可以有無窮多種，用的最多的是直線滾降和余弦滾降?！馠VSB(ω)可以看作是對截止頻率為ωc的理想濾波器的進行“平滑”－－“滾降”的結果?！裼捎凇皾L降”，濾波器截止頻率特性的“陡度”變緩，實現(xiàn)難度降低，但濾波器的帶寬變寬。2023/2/2292.殘留邊帶信號的解調－－只能采用相干解調。乘法器輸出： 而：代入上式得：經LPF：－－同于SSB調制系統(tǒng)。解調得：為了保證相干解調的輸出無失真地重現(xiàn)調制信號，要求此即式（4.2-22）成立！2023/2/230VSB與SSB調制：VSB帶寬：介于BDSB、BSSB之間，但趨于BSSB;由于VSB基本性能接近SSB，而VSB調制中的邊帶濾波器比SSB中的邊帶濾波器容易實現(xiàn)，所以VSB調制在廣播電視、通信等系統(tǒng)中得到廣泛應用。2023/2/2314.3線性調制系統(tǒng)的抗操聲性能

前面的分析都是在沒有噪聲的條件下進行的。實際上，任何通信系統(tǒng)都避免不了噪聲的影響。從第2章的有關信道和噪聲的內容可知，通信系統(tǒng)是把信道加性噪聲中的起伏噪聲作為研究對象的。而起伏噪聲又可視為高斯白噪聲。因此，本節(jié)將要研究信道存在加性高斯白噪聲時各種線性系統(tǒng)的抗噪聲性能－－可靠性研究。2023/2/2324.3.1通信系統(tǒng)抗噪性能分析模型

●由于加性噪聲只對已調信號的接收產生影響，因而調制系統(tǒng)的抗噪聲性能可用解調器的抗噪聲性能來衡量。

●分析解調器抗噪性能的一般模型：－－為傳輸過程中疊加的高斯白噪聲：0、n0/2；－－為窄帶高斯噪聲。sm(t)為已調信號；

2023/2/233●窄帶高斯噪聲ni(t)功率兩種表達式其中，ni(t)的同相分量nc(t)和正交分量ns(t)都是高斯變量，它們的均值和方差（平均功率）都與ni(t)的相同，即ni(t)包絡V(t)的一維概率密度函數(shù)為瑞利分布，相位θ(t)的一維概率密度函數(shù)為均勻分布。2023/2/234●輸出信噪比●輸入信噪比●信噪比增益(調制制度增益)作為不同調制方式下解調器抗噪性能的度量。定義為：2023/2/2354.3.2線性調制相干解調系統(tǒng)的抗噪聲性能●特點：相干解調屬于線性解調，故在解調過程中，輸入信號及噪聲可分開單獨解調?！襁m用：所有線性調制（DSB、SSB、VSB、AM）信號的解調。相干解調時接收系統(tǒng)模型：解調器為同步解調器，由相乘器和LPF構成。2023/2/2361.DSB調制系統(tǒng)的性能

（1）求So－－輸入信號的解調解調器輸入信號乘法器輸出經LPF輸出信號輸出信號功率－－可直接寫出2023/2/237（2）求NO－－輸入噪聲的解調噪聲輸入乘法器輸出經LPF輸出噪聲輸出噪聲功率－－可直接寫出2023/2/238（3）求Si－－輸入信號功率解調器輸入信號平均功率：結論：●解調器的輸入和輸出信噪比：●調制制度增益：2023/2/2392.SSB調制系統(tǒng)的抗噪聲性能

（2）求No輸出噪聲的功率－－結論同于DSB－－可直接寫出但：B=？（1）求So輸出信號的功率2023/2/240（3）求Si－－輸入信號的功率結論：●解調器的輸入和輸出信噪比：●調制制度增益：2023/2/241DSB解調器的調制制度增益是SSB的二倍。因此就說：雙邊帶系統(tǒng)的抗噪性能優(yōu)于單邊帶系統(tǒng)？比較前提：解調器的輸入噪聲功率譜密度n0/2相同； 輸入信號的功率Si也相等。具體分析如下：結論：在相同的噪聲背景和相同的輸入信號功率條件下，DSB和SSB在解調器輸出端的信噪比是相等的。這就是說，從抗噪聲的觀點，SSB制式和DSB制式是相同的。但：B？2023/2/2423.VSB調制系統(tǒng)的抗噪聲性能

VSB調制系統(tǒng)抗噪性能的分析方法與上面類似－－相干解調。但問題：采用的殘留邊帶濾波器的頻率特性形狀可能不同，難以確定抗噪性能的一般計算公式。不過，在殘留邊帶濾波器滾降范圍不大的情況下，可將VSB信號近似看成SSB信號，即

在這種情況下，VSB調制系統(tǒng)的抗噪性能與SSB系統(tǒng)相同。2023/2/243例4.2

用線性調制系統(tǒng)傳輸最高調制頻率為15kHz的廣播信號。已知n0=10-10W/Hz，發(fā)射機到接收機之間總的傳輸損耗為60dB。若要求輸出信噪比為20dB，試求采用DSB方式時發(fā)射機的輸出功率。2023/2/244例4.2

用線性調制系統(tǒng)傳輸最高調制頻率為15kHz的廣播信號。已知n0=10-10W/Hz，發(fā)射機到接收機之間總的傳輸損耗為60dB。若要求輸出信噪比為20dB，試求采用DSB方式時發(fā)射機的輸出功率。解：在DSB方式中，解調器輸入信噪比因此，解調器輸入端的信號功率考慮到60dB傳輸損耗，可得發(fā)射機輸出功率而解調器輸入端的噪聲功率2023/2/245解調器輸入信號為：輸入噪聲為：注：包絡檢波屬于非線性解調，信號與噪聲無法分開處理。4.3.3常規(guī)調幅包絡檢波系統(tǒng)的抗噪聲性能

－－AM信號可采用相干解調或包絡檢波。實際中，常用簡單的包絡檢波法解調。1.模型：一般模型中的解調器具體為包絡檢波器。2023/2/2462.輸入信號功率Si、噪聲功率Ni和輸入信噪比Si/Ni

2023/2/2473.輸出信號功率So、噪聲功率No、輸出信噪比So/No、GAM

－－非線性解調，信號與噪聲無法分開處理。解調器輸入的信號加噪聲的合成波形是：其中合成包絡：理想包絡檢波器的輸出就是A(t)。檢波器輸出中有用信號與噪聲無法完全分開，因此，計算輸出信噪比是件困難的事。為簡化起見，考慮兩種特殊情況： ●大信噪比情況

●小信噪比情況

2023/2/248（1）大信噪比情況大信噪比（輸入信號幅度遠大于噪聲幅度），即

:此時（4.3-30）輸出信號功率、噪聲功率和信噪比：2023/2/249調制制度增益：對于100％調制（即 ），且又是單音信號輸入時：可以看出：AM的調制制度增益隨A0的減小而增加。GAM總是小于1。這是包檢法能夠得到的最大信噪比改善值。2023/2/250小信噪比（噪聲幅度遠大于輸入信號幅度），即:（2）小信噪比情況此時即：2023/2/251結論：●在大信噪比情況下，AM信號包絡檢波器的性能幾乎與同步檢測器相同；但隨著信噪比的減小，包絡檢波器將在一個特定輸入信噪比值上出現(xiàn)門限效應。

●同步解調器不存在門限效應。

討論：

調制信號m(t)無法與噪聲分開，包絡中不存在單獨的信號項m(t)。有用信號m(t)被噪聲所擾亂，m(t)cosθ(t)只能看作是噪聲。這種情況下，輸出信噪比不是按比例地隨著輸入信噪比下降，而是急劇惡化。通常把這種現(xiàn)象稱為門限效應。開始出現(xiàn)門限效應的輸入信噪比稱為門限值。2023/2/2524.4角度調制（非線性調制）的原理及抗噪聲性能

引言：非線性調制：已調信號頻譜不再是原基帶信號頻譜的線性搬移，而是頻譜的非線性變換，會產生與頻譜搬移不同的新的頻率成分。實現(xiàn)方法：通過改變載波的頻率或相位－－角度來實現(xiàn)。即載波的幅度保持不變，而載波的頻率或相位隨基帶信號變化。

分類：角調制可分為頻率調制（FM）和相位調制（PM）。2023/2/2534.4.1角度調制的基本概念

1.一般表達式

2.PM調制－－是指瞬時相位偏移隨基帶信號變化而線性變化，即調相信號可表示為：名詞：瞬時相位－－瞬時相位偏移－－瞬時角頻率－－瞬時角頻偏－－KP調相靈敏度，rad/V2023/2/254則可得調頻信號：可見：FM和PM非常相似，如果預先不知道調制信號的具體形式，則無法判斷已調信號是調頻信號還是調相信號。

3.FM調制－－是指瞬時頻率偏移隨基帶信號變化而線性變化，即KF調頻靈敏度，rad/（s·V）2023/2/2552.FM、PM的關系●PM較FM僅少了一個積分！●實現(xiàn)方法:直接法、間接法可見：●調頻與調相并無本質區(qū)別，兩者之間可以互換－－縮減研究內容；

●為FM、PM信號的實現(xiàn)（調制、解調）提供了新的方法。2023/2/2564.4.2窄帶調頻與寬帶調頻

定義/分類：根據(jù)調制后載波瞬時相位偏移的大小，可將頻率調制分為寬帶調頻（WBFM）與窄帶調頻（NBFM）。當

時，稱為NBFM

。否則，稱為WBFM

。

1.窄帶調頻（NBFM）

2023/2/257將上式與AM信號的頻譜比較很相似經推導可得NBFM信號的頻域表達式：比較：

●帶寬相同，即

●不同：線性？相位？

2023/2/2582.寬帶調頻（WBFM）分析思路：為使問題簡化，先研究單音調制的情況，然后把分析的結果推廣到多音情況。（1）單頻調制時寬帶調頻信號的頻域表達設單頻調制信號為則單音調頻信號的時域表達式為：

式中：調頻指數(shù)：最大頻偏：----對調頻波的性能有重要影響。2023/2/259相應頻譜：式中：Jn(mf)為第一類n階貝塞爾函數(shù)，它是調頻指數(shù)的函數(shù)。討論：調頻信號的頻譜中含有無窮多個頻率分量。－－帶寬？FM信號各次邊頻幅度Jn(mf)隨著n的增大而減?。。瓗?？2023/2/260（2）單頻調制時的頻帶寬度

理論上：調頻信號的帶寬為無限寬。實際上：因各次邊頻幅度n的增大而減小，只要取適當?shù)膎值，使邊頻分量小到可以忽略的程度，調頻信號可以近似認為具有有限頻譜。卡森公式：－－大于n=mf+1次的邊頻分量，其幅度小于未調載波幅度的10％。2023/2/261（3）FM信號的功率調頻信號雖然頻率在不停地變化，但振幅不變!而功率僅由幅度決定，與頻率無關，故：2023/2/262（4）任意限帶信號調制時寬帶調頻信號的帶寬

調制信號的最高頻率:

最大頻率偏移:頻偏比:2023/2/2634.4.3調頻信號的產生與解調

1.調頻信號的產生

（1）直接法

就是利用調制信號直接控制振蕩器的頻率，使其按調制信號的規(guī)律線性變化。壓控振蕩器（VCO）：輸出頻率偏移正比于所加的控制電壓：優(yōu)點：可以獲得較大的頻偏。缺點：頻率穩(wěn)定度不高，需要附加穩(wěn)頻電路來穩(wěn)定中心頻率。2023/2/264（2）間接法－－阿姆斯特朗（Armstrong）法

原理：先將調制信號積分，然后對載波進行調相，即可產生一個窄帶調頻(NBFM)信號，再經n次倍頻器得到寬帶調頻(WBFM)信。方框圖：

2023/2/265NBFM實現(xiàn)方法：NBFM→WBFM：經N次倍頻后可以使調頻信號的載頻和調制指數(shù)增為N倍。問：載波過高？2023/2/266阿姆斯特朗法實現(xiàn)WBFM的典型方案：間接法的優(yōu)點是頻率穩(wěn)定度好。缺點是需要多次倍頻和混頻，電路較為復雜。2023/2/267例在上述寬帶調頻方案中，設調制信號是fm=15kHz的單頻余弦信號，NBFM信號的載頻f1=200kHz，最大頻偏f1=25Hz；混頻器參考頻率f2=10.9MHz，選擇倍頻次數(shù)n1=64，n2=48。 （1）求NBFM信號的調頻指數(shù)；（2）求調頻發(fā)射信號（即WBFM信號）的載頻、最大頻偏和調頻指數(shù)。2023/2/268例在上述寬帶調頻方案中，設調制信號是fm=15kHz的單頻余弦信號，NBFM信號的載頻f1=200kHz，最大頻偏f1=25Hz；混頻器參考頻率f2=10.9MHz，選擇倍頻次數(shù)n1=64，n2=48。 （1）求NBFM信號的調頻指數(shù)；（2）求調頻發(fā)射信號（即WBFM信號）的載頻、最大頻偏和調頻指數(shù)。解（1）NBFM信號的調頻指數(shù)為 （2）調頻發(fā)射信號的載頻為（3）最大頻偏為（4）調頻指數(shù)為2023/2/2692.調頻信號的解調

（1）非相干解調

最簡單的解調器是具有頻率-電壓轉換作用的鑒頻器。

特點：鑒頻器輸出電壓與輸入信號的瞬時頻偏成正比。組成：理想鑒頻器可看成是微分器與包絡檢波器的級聯(lián)。2023/2/270“理想鑒頻器可看成是微分器與包絡檢波器的級聯(lián)”。證明：用包絡檢波器取出其包絡，并濾去直流后輸出：Kd稱為鑒頻器靈敏度（V/（rad/s）

。微分器輸出：

2023/2/271（2）相干解調

－－適于窄帶調頻。設NBFM信號為：問：如何選取載波c(t)？2023/2/272

則乘法器輸出為：再經微分，得輸出信號：取相干載波：經LPF，得證：設NBFM信號為：2023/2/2734.5調頻系統(tǒng)的抗噪聲性能

－－與解調方法有關，這里只討論非相干解調系統(tǒng)的抗噪性能。1.輸入信噪比

設輸入調頻信號為：輸入信號功率：輸入噪聲功率：輸入信噪比：2023/2/2742.輸出信噪比及調制制度增益－－由于非相干解調不是線性疊加處理過程，因而無法分別計算信號與噪聲功率。解調器輸入波形是調頻信號和窄帶高斯噪聲的混合波形:

經限幅器限幅去除包絡起伏后，得鑒頻器輸入為2023/2/275此處，V0為常數(shù)。對于鑒頻器輸出信號來說，僅關心合成波瞬時相移ψ(t)?？梢宰C明，合成波的瞬時相移為。問題：以上兩式皆是攜帶信息φ(t)的和表示噪聲的V(t)、θ(t)

的復雜函數(shù)?？紤]兩種極端情況：大信噪比；小信噪比。（4.5-10）（4.5-11）2023/2/276（1）大信噪比情況

大信噪比:此時鑒頻器輸出其中此時，信號和噪聲已經分開。2023/2/277經進一步分析，可得解調器的輸出信噪比為：WBFM系統(tǒng)制度增益為：2023/2/278下面考慮單頻調制時的情況，設調制信號為：則這時的調頻信號為：式中解調器輸出信噪比：解調器制度增益：所以：WBFM信號帶寬為：2023/2/279上式表明:在大信噪比的情況下，寬帶調頻解調器的制度增益是很高的，與調制指數(shù)的三次方成正比。例如：調頻廣播中常取mf=5，則GFM=450。可見，加大調制指數(shù)mf，可使系統(tǒng)抗噪性能大大改善。代價？6、122023/2/280（2）小信噪比情況與門限效應

可知：解調器輸出中已沒有單獨存在的有用信號，解調器輸出幾乎完全由噪聲決定，因而輸出信噪比急劇下降－－門限效應。出現(xiàn)門限效應時所對應的輸入信噪比的值被稱為門限值（點）。小信噪比:此時2023/2/281對FM系統(tǒng)而言:●未發(fā)生門限效應時，在相同輸入信噪比情況下，F(xiàn)M輸出信噪比優(yōu)于AM輸出信噪比；●當輸入信噪比降到某一門限（α）時，F(xiàn)M便開始出現(xiàn)門限效應；●若繼續(xù)降低輸入信噪比，則FM解調器的輸出信噪比將急劇變壞，甚至比DSB的性能還要差.討論：輸入-輸出信噪比性能對DSB系統(tǒng)而言:

信號同步檢測時的性能曲線是通過原點的直線。2023/2/282例：已知某調頻波的振幅是10V，瞬時頻率為試確定：（1）此調頻波的表達式；（2）此調頻波的最大頻偏、調頻指數(shù)和頻帶寬度；（3）若調制信號頻率提高到2×103Hz，則調頻波的最大頻偏、調頻指數(shù)和頻帶寬度如何變化？2023/2/283例：調頻波的振幅是10V，瞬時頻率為試確定：（1）sFM(t)；（2）△f、mf、BFM；（3）若調制信號頻率提高到2×103Hz，重求（2）。解：（1）該調頻波的瞬時角頻率 （rad/s）瞬時相位調頻波的表達式2023/2/284（2）調頻波的最大頻偏、調頻指數(shù)和頻帶寬度：（3）調制信號頻率提高到2×103Hz，即加倍，則最大頻偏仍為而調頻指數(shù)變?yōu)橄鄳?，頻帶寬度變?yōu)?023/2/285 4.6各種模擬調制系統(tǒng)的比較

1.各種模擬調制方式總結（見表4-1）前提：假定所有調制系統(tǒng)輸入信號功率相等；噪聲背景相同（均值為0、雙邊功率譜密度為n0/2的高斯白噪聲）；基帶信號m(t)帶寬為fm

，且例如，m(t)為幅度為1的正弦型信號。綜前：可總結各種模擬調制方式的信號帶寬、制度增益、輸出信噪比、設備復雜程度、主要應用等如表4-1所示。表中還進一步假設了AM為100%調制。2023/2/286調制方式信號帶寬制度增益設備復雜度主要應用DSB2中等：要求相干解調點對點的專用通信，低帶寬信號多路復用系統(tǒng)SSB1較大：要求相干解調，調制器也較復雜短波無線電廣播，話音頻分多路通信VSB近似SSB