第3章高頻功率放大器

第3章

高頻功率放大器復(fù)旦大學(xué)電子工程系陳光夢(mèng)高頻電路基礎(chǔ)2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)2概述功率放大器的作用發(fā)射、功率輸出設(shè)備功率放大器的分類非開關(guān)工作狀態(tài)：A類、B類、C類開關(guān)工作狀態(tài)：D類、E類、F類功率放大器的要求輸出功率電源效率功率增益、阻抗匹配諧波抑制度2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)3C類諧振功率放大器原理電路晶體管：將激勵(lì)信號(hào)轉(zhuǎn)換為輸出電流諧振回路：濾波作用；阻抗匹配作用激勵(lì)信號(hào)：電壓較大，使晶體管工作在非線性區(qū)2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)4工作狀態(tài)2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)5尖頂余弦脈沖電流將iC傅立葉展開：其中2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)6尖頂余弦脈沖分解系數(shù)導(dǎo)通角2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)7能量關(guān)系和集電極效率基波輸出功率：直流輸入功率：集電極耗散功率：集電極效率：

其中與電流導(dǎo)通角有關(guān)，導(dǎo)通角越小集電極效率越高。但是電流導(dǎo)通角越小輸出功率也越小，所以一般導(dǎo)通角取60～90度2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)8C類諧振功放的工作狀態(tài)分析動(dòng)態(tài)負(fù)載線晶體管集電極電流ic與集電極電壓vce共同確定的動(dòng)態(tài)點(diǎn)的運(yùn)動(dòng)軌跡由晶體管輸出特性曲線和外電路方程共同確定外電路是LC諧振回路，完全不同于電阻負(fù)載可以用逐點(diǎn)描繪法得到動(dòng)態(tài)負(fù)載線，在不需要精確計(jì)算的場(chǎng)合也常常用折線近似2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)9折線近似的動(dòng)態(tài)負(fù)載線晶體管特性近似為線性外電路方程為動(dòng)態(tài)負(fù)載線2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)10高頻諧振功率放大器的工作狀態(tài)2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)11三種工作狀態(tài)的特點(diǎn)由于輸出端LC回路的濾波作用，輸出電壓始終為余弦波。欠壓狀態(tài)晶體管始終工作在線性區(qū)，輸出電流為尖頂余弦脈沖。過(guò)壓狀態(tài)在輸入電壓峰值附近，晶體管進(jìn)入飽和區(qū)，輸出電流出現(xiàn)凹陷。臨界狀態(tài)在輸入電壓峰值附近，晶體管到達(dá)飽和區(qū)邊緣，輸出電流基本是尖頂余弦脈沖。在導(dǎo)通角小于90度的時(shí)候，無(wú)論在哪種狀態(tài)，輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系都不是線性關(guān)系。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)12放大特性欠壓區(qū)：輸出基波電壓和基波電流均隨輸入幅度增加而增加，輸出功率也相應(yīng)增加。但是由于導(dǎo)通角的變化，此增加是非線性的，導(dǎo)致輸出功率的增加為非線性的。過(guò)壓區(qū)：由于晶體管飽和，輸出電壓趨于不變；由于出現(xiàn)凹陷，輸出基波電流也趨于不變，所以輸出功率趨于不變。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)13臨界狀態(tài)下的輸出2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)14臨界狀態(tài)下，集電極電壓的峰值為所以，臨界狀態(tài)下集電極輸出的基波功率為基波集電極電流峰值為諧振電阻為2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)15例1已知晶體管諧振功放q=75°即求臨界狀態(tài)的輸出功率、諧振電壓以及流過(guò)晶體管的最大集電極電流。解：2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)16例2已知某晶體管參數(shù)如下：ICM=750mA，PCM=1W，VCES=1.5V，GP(功率增益)≥13dB。要求以此設(shè)計(jì)一個(gè)C類功放，輸出功率Po1=2W，電源電壓VCC=24V。解：若選q=70°，則a0=0.253，a1=0.4362023/2/4高頻電路基礎(chǔ)17（晶體管安全范圍）（晶體管安全范圍）2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)18保持輸入

vbm不變,保持電源電壓VCC不變通過(guò)改變

re，研究C類功放的輸出隨負(fù)載阻抗改變的規(guī)律負(fù)載變化對(duì)于C類功放的影響2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)19負(fù)載阻抗變小，工作狀態(tài)向欠壓狀態(tài)移動(dòng)；負(fù)載阻抗變大，工作狀態(tài)向過(guò)壓狀態(tài)移動(dòng)在欠壓狀態(tài)，基波電流變化緩慢，近似恒流源；在過(guò)壓狀態(tài)，基波電壓變化緩慢，近似恒壓源在臨界狀態(tài)，具有最高的輸出功率在靠近臨界的弱過(guò)壓狀態(tài)，具有最高的集電極效率2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)20調(diào)制特性1、集電極調(diào)制通過(guò)改變集電極直流電壓，使得放大器的輸出發(fā)生改變，稱為集電極調(diào)制。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)21集電極調(diào)制特性集電極電壓VCC增大，工作狀態(tài)趨于欠壓區(qū)；VCC減小，工作狀態(tài)趨于過(guò)壓區(qū)欠壓區(qū)：由于晶體管的恒流特性，導(dǎo)致輸出電壓和輸出電流均基本不變，輸出功率亦基本不變過(guò)壓區(qū)：晶體管進(jìn)入飽和區(qū)，輸出電壓、輸出電流以及輸出功率受VCC控制（調(diào)制）2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)222、基極調(diào)制通過(guò)改變基極直流偏置電壓，使得放大器的輸出發(fā)生改變，稱為基極調(diào)制。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)23基極調(diào)制特性基極偏置電壓VBB偏正（對(duì)于NPN晶體管而言），工作狀態(tài)趨于過(guò)壓區(qū)；反之，VBB偏負(fù)，工作狀態(tài)趨于欠壓區(qū)過(guò)壓區(qū)：由于放大器的恒壓特性，導(dǎo)致輸出電壓和輸出電流均基本不變，輸出功率亦基本不變欠壓區(qū)：晶體管進(jìn)入線性區(qū)，輸出電壓、輸出電流以及輸出功率受VBB控制（調(diào)制）2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)24兩種調(diào)制特性的比較相同點(diǎn)：均可以實(shí)現(xiàn)控制輸出功率的目的不同點(diǎn)：工作狀態(tài)不同：基極調(diào)制工作在欠壓狀態(tài)，集電極調(diào)制工作在過(guò)壓狀態(tài)調(diào)制（控制）功率：基極調(diào)制需要的調(diào)制功率小，集電極調(diào)制需要的調(diào)制功率大效率：集電極調(diào)制的電源利用系數(shù)大致恒定，所以效率較高，基極調(diào)制的電源利用系數(shù)變化，所以平均效率下降線性：集電極調(diào)制的線性較好2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)25三個(gè)特性的總結(jié)與應(yīng)用綜合效率、輸出功率等因素，C類諧振放大器一般設(shè)計(jì)在臨界狀態(tài)工作。常用負(fù)載特性來(lái)判斷放大器的工作狀態(tài)：在欠壓狀態(tài)，輸出功率隨re加大而加大，集電極電流隨re加大而減小（但不明顯）。在過(guò)壓狀態(tài)，輸出功率隨re加大而減小，集電極電流隨re加大而明顯減小。在需要改變輸出功率的場(chǎng)合，可以利用功放的調(diào)制特性，常用集電極調(diào)制。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)26例3對(duì)一個(gè)C類諧振功放進(jìn)行測(cè)量時(shí)，由于發(fā)現(xiàn)輸出功率偏小，遂對(duì)它進(jìn)行調(diào)整。調(diào)整中出現(xiàn)下列現(xiàn)象：減小負(fù)載電阻的阻值時(shí)，集電極電流迅速增加，輸出功率隨之增加；而加大負(fù)載電阻則情況相反。由于實(shí)際負(fù)載阻抗不可改變，所以要求調(diào)整電路其他參數(shù)以達(dá)到增加輸出功率目的。試分析出現(xiàn)上述現(xiàn)象的可能原因，并提出改進(jìn)意見。解：根據(jù)C類功放的負(fù)載特性，可知原電路工作在過(guò)壓區(qū)?？赡茉蛴校狠敵鑫雌ヅ洌ㄘ?fù)載電阻偏大）、電源電壓偏低、基極偏置電壓偏正（NPN晶體管）。由于改變基極偏置電壓對(duì)于輸出功率的影響不大，所以有以下兩種調(diào)整方法：1、加大電源電壓；2、通過(guò)改變輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，減小集電極等效負(fù)載電阻。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)27C類功率放大器的實(shí)際電路輸出級(jí)晶體管工作在額定輸出功率狀態(tài)匹配網(wǎng)絡(luò)在要求的頻率完成阻抗匹配功能

激勵(lì)級(jí)提供足夠的激勵(lì)功率另外還有電源供電網(wǎng)絡(luò)、退耦與屏蔽等輔助部分2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)28晶體管高頻效應(yīng)對(duì)于高頻功放的影響當(dāng)信號(hào)頻率大于0.5fb左右以后，輸出功率下降、效率降低、功率增益下降、輸入與輸出阻抗變化原因：晶體管高頻效應(yīng)的影響少數(shù)載流子渡越時(shí)間的影響飽和壓降的影響引線電感的影響2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)29少數(shù)載流子渡越時(shí)間的影響渡越時(shí)間：少數(shù)載流子從基極擴(kuò)散到集電極的時(shí)間信號(hào)頻率升高，渡越時(shí)間不可忽略，電流電壓波形不一致導(dǎo)通角加大，效率下降，輸出功率下降2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)30飽和壓降的影響飽和壓降由結(jié)電壓和體電阻兩部分構(gòu)成由于趨膚效應(yīng)，高頻時(shí)集電極電流分布不均勻，造成體電阻增加集電極損耗加大，輸出功率下降2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)31引線電感的影響在頻率足夠高時(shí)，引線電感的感抗不可忽略。此電感和結(jié)電容、分布電容共同構(gòu)成晶體管輸入阻抗和輸出阻抗中的電抗分量發(fā)射極引線電感還構(gòu)成串聯(lián)負(fù)反饋2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)32C類高頻諧振功放的實(shí)際電路晶體管的選擇工作頻率、安全性直流饋電與偏置電路解決晶體管的直流供電問(wèn)題選頻與阻抗匹配電路選頻解決晶體管與負(fù)載的阻抗匹配2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)33諧振功放的直流饋電電路集電極饋電電路串聯(lián)饋電諧振回路接電源并聯(lián)饋電諧振回路接地2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)34基極饋電電路串聯(lián)饋電并聯(lián)饋電2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)35自生負(fù)偏壓能夠自動(dòng)維持放大器工作點(diǎn)的穩(wěn)定2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)36實(shí)際高頻諧振放大器舉例f0

=150MHz,Po1=15W,Gp

=9dB2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)3728MHz的晶體管C類功率放大器電路。選用的晶體管為2SC2510，輸出功率150W。2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)38場(chǎng)效應(yīng)管30MHz功率放大器2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)39高頻諧振放大器的設(shè)計(jì)過(guò)程根據(jù)放大器要求的工作頻率、輸出功率以及總增益，選擇合適的電路結(jié)構(gòu)（包括放大器級(jí)數(shù)）以及各級(jí)晶體管，給每級(jí)放大器制定合適的增益指標(biāo)根據(jù)輸出功率要求、晶體管參數(shù)以及導(dǎo)通角要求等參數(shù)，確定電源電壓，為每級(jí)晶體管設(shè)計(jì)合適的饋電網(wǎng)絡(luò)根據(jù)負(fù)載阻抗、信號(hào)源阻抗以及各級(jí)晶體管的輸入輸出阻抗，確定各級(jí)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換關(guān)系根據(jù)放大器要求的帶寬指標(biāo)以及可能的帶外衰減指標(biāo)，確定各級(jí)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的Q值根據(jù)3、4兩點(diǎn)設(shè)計(jì)各級(jí)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)計(jì)時(shí)需注意元件的耐壓以及能夠承受的電流2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)40C類放大器設(shè)計(jì)的例子要求設(shè)計(jì)一個(gè)高頻C類功放，工作頻率為27MHz，輸出功率為47dBm(50W)，輸入功率不大于26dBm(400mW)，輸入阻抗和負(fù)載阻抗均為50W

。設(shè)計(jì)過(guò)程：1、選擇電路結(jié)構(gòu)與晶體管：總增益＝21dB，需要兩級(jí)晶體管放大末級(jí)晶體管：RD70HHF1，Gp=13dB，Po=70W激勵(lì)級(jí)晶體管：RD16HHF1，Gp=16dB，Po=16W阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的插入損耗：－8dB2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)41輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)：RD70HHF1：Zo=0.77-j0.22W@Po=

70W，f0=27MHz系統(tǒng)要求的負(fù)載阻抗：ZL=50W電感：均采用直徑3mm的表面鍍銀銅管繞制電容：選用多個(gè)云母電容并聯(lián)，C1還并聯(lián)有6/50pF可調(diào)電容2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)42激勵(lì)級(jí)與輸出級(jí)之間的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)：激勵(lì)級(jí)晶體管RD16HHF1：Zo=2.99-j3.66W@f0=27MHz輸出級(jí)晶體管的輸入阻抗：Zi=5.28-j20.08W

@f0=27MHz

電感：采用直徑1mm的漆包銅線繞制電容：C3兩個(gè)68pF云母電容并聯(lián) C4采用33pF云母電容并聯(lián)5/20pF可調(diào)電容2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)43輸入級(jí)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)：激勵(lì)級(jí)晶體管RD16HHF1：Zi=20.02-j89.42W

@f0=27MHz系統(tǒng)要求的輸入阻抗：Zi=50W電感：采用直徑1mm的漆包銅線繞制電容：選用8.2pF+3/10pF和22pF云母電容2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)44實(shí)際電路（并聯(lián)的電容均畫成一個(gè)）電源電壓12.5~13V，并聯(lián)饋電，偏置調(diào)整到輸出功率達(dá)標(biāo)輸出功率達(dá)到47dBm(50W)的要求，電源效率大約在60％左右2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)45D類功率放大器工作原理：激勵(lì)信號(hào)采用方波（或準(zhǔn)方波）晶體管工作在開關(guān)狀態(tài)利用諧振回路從輸出信號(hào)中取出正弦信號(hào)電路特點(diǎn)：由于晶體管工作在開關(guān)狀態(tài)，使得電源利用效率大大提高2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)46電流開關(guān)型D類放大器在方波電壓激勵(lì)下，Q1Q2輪流導(dǎo)通，輸出電流交替反相激勵(lì)LC并聯(lián)諧振回路，在諧振回路的選頻作用下輸出正弦信號(hào)等效原理圖2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)47考慮晶體管的飽和壓降，可以等效為晶體管具有等效內(nèi)阻rQ，此時(shí)晶體管的損耗功率為

輸出功率為不考慮晶體管壓降的輸出功率晶體管壓降造成的輸出功率下降因子效率為直流輸入功率2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)48設(shè)LC諧振回路兩端高頻電壓峰值為Vp，則諧振線圈中點(diǎn)的電壓峰值為其一半，在忽略晶體管壓降的條件下為Vp/2。因?yàn)橹C振線圈中點(diǎn)的電壓平均值就是直流電壓VDD，所以，根據(jù)正弦信號(hào)峰值與平均值的關(guān)系，有所以有以下關(guān)系（其中RL是在諧振回路兩端的等效負(fù)載電阻）：電源電壓、負(fù)載電阻和輸出功率的關(guān)系2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)49考慮晶體管的等效內(nèi)阻rQ后，有此時(shí)有由此得到2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)50電壓開關(guān)型D類放大器在方波電壓激勵(lì)下，Q1Q2輪流導(dǎo)通，等效于一個(gè)方波電壓源激勵(lì)LC串聯(lián)諧振回路，在諧振回路的選頻作用下輸出正弦信號(hào)等效原理圖2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)51晶體管集電極輸出的電壓為方波，在不考慮晶體管壓降條件下，方波的振幅為VDD/2。此方波中的基頻分量就是經(jīng)過(guò)LC回路選頻的輸出信號(hào)。對(duì)集電極輸出的電壓進(jìn)行傅立葉展開，輸出電壓振幅為負(fù)載上得到的基頻分量輸出功率為2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)52考慮晶體管的飽和壓降等效為晶體管具有等效內(nèi)阻rQ，此時(shí)輸出電壓方波峰值為

基頻分量輸出功率為基頻分量峰值為不考慮晶體管壓降的輸出功率晶體管壓降造成的輸出功率下降因子2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)53D類放大器的特點(diǎn)輸出信號(hào)幅度與輸入信號(hào)幅度沒(méi)有線性關(guān)系，不能放大幅度有變化的調(diào)幅信號(hào)在理想情況下，晶體管在開關(guān)狀態(tài)下不消耗直流功率，LC回路也不消耗功率，所以D類放大器的理論電源效率為100%。實(shí)際D類放大器的電源效率大致為70%~90%造成效率下降的原因：一、晶體管的損耗；二、變壓器或阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的插入損耗2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)54D類放大器中的損耗晶體管極間電容影響晶體管導(dǎo)通-截止轉(zhuǎn)換過(guò)程，工作頻率越高損耗越大。電壓開關(guān)型比電流開關(guān)型略優(yōu)。阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗，受磁芯材料的限制，工作頻率不能太高；受體積的限制，工作頻率不能太低2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)55實(shí)際D類放大器設(shè)計(jì)舉例設(shè)計(jì)一個(gè)D類功率放大器電路，要求如下：工作頻率f0=1MHz，在20W負(fù)載上的輸出功率為100W1、負(fù)載上的電壓與電流計(jì)算2、若采用電壓開關(guān)型D類放大器，并假設(shè)晶體管的內(nèi)阻為0.4W，則電源電壓為2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)56考慮阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗，可選VDD=110V。3、計(jì)算電流4、選擇晶體管：漏-源耐壓不小于150V，最大漏極電流不小于2A，實(shí)際用IRF710，參數(shù)為漏-源耐壓400V，最大漏極電流2A，內(nèi)阻0.36W，輸入電容170pF，輸出電容34pF

5、設(shè)計(jì)輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)：采用低通T形網(wǎng)絡(luò)，對(duì)稱結(jié)構(gòu)，L1=L2=7.96mH，C=6.12nF

2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)57實(shí)際電路：2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)58傳輸線變壓器與功率合成一種在日常生活中可能見到的傳輸線變壓器2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)59傳輸線的特點(diǎn)分布式電容電感特性阻抗：L：?jiǎn)挝婚L(zhǎng)度的電感，C：?jiǎn)挝婚L(zhǎng)度的電容若終端阻抗匹配，則傳輸線將全部功率傳輸?shù)浇K端，與頻率無(wú)關(guān)，所以理想傳輸線帶寬無(wú)限實(shí)際傳輸線有損耗，但在滿足傳輸線長(zhǎng)度小于波長(zhǎng)的八分之一時(shí)，可以近似認(rèn)為與頻率無(wú)關(guān)2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)60變壓器的特點(diǎn)緊耦合，能量幾乎全部傳遞阻抗變換方便由于初級(jí)自感有限，下限傳輸頻率受限制由于分布電容的影響，上限傳輸頻率受限制綜合頻率特性：只能在某個(gè)特定頻段上傳遞能量2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)61傳輸線變壓器兩根很短的導(dǎo)線并行繞在同一個(gè)磁芯上，既是傳輸線（短傳輸線），又是變壓器（緊耦合）帶寬極大增加由于兩根短傳輸線中電流幅度相等、方向相反，所以總磁通量為零，磁芯不易飽和體積小、傳輸功率大2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)62因?yàn)?2、34是兩根短傳輸線，所以兩端電壓相等，即v13=v24。因?yàn)?2、34構(gòu)成緊耦合變壓器，所以兩繞組的端電壓相等，即v12=v34。因?yàn)?2、34是兩根短傳輸線，所以流過(guò)的電流大小相等，振幅不變，方向相反。即i1=i2=i3=i4。傳輸線變壓器的特點(diǎn)與分析要點(diǎn)2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)63阻抗變換作用2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)64反相變換平衡-非平衡變換2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)65阻抗匹配條件0-l2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)66由上頁(yè)公式消去v13，v24和i1等，得到：為了討論傳輸線的阻抗匹配，求輸出功率的極值。令得到匹配條件：2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)67傳輸線變壓器的插入損耗0-l由這些條件可以得到輸出功率的表達(dá)式2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)68信號(hào)源的額定輸出功率（包含源與負(fù)載的阻抗匹配條件）：據(jù)此可得傳輸線變壓器的插入損耗：傳輸線變壓器的輸出功率：2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)69傳輸線變壓器的插入損耗1、與傳輸線的特性阻抗有關(guān)，匹配值為2、與傳輸線的長(zhǎng)度有關(guān)，一般要求小于2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)70功率合成技術(shù)放大器魔T2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)71傳輸線變壓器的功率混合（分配）電路——魔T電路阻抗關(guān)系:4:1傳輸線變壓器電流關(guān)系:2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)72反相功率合成vA與vB輸出功率相等，合成的功率信號(hào)對(duì)地浮空負(fù)載電流負(fù)載得到的功率為兩個(gè)信號(hào)源額定輸出功率之和2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)73ABC同相功率合成vA與vB輸出功率相等，，注意iB的方向與反相合成時(shí)的相反負(fù)載得到的功率為兩個(gè)信號(hào)源額定輸出功率之和1234信號(hào)源額定輸出功率為與2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)74魔T的隔離作用2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)75考慮到有每個(gè)信號(hào)源的負(fù)載與另一個(gè)源無(wú)關(guān)，其值均為或2023/2/4高頻電路基礎(chǔ)76魔T的功率分配作用將功率合成電路倒過(guò)來(lái)使