第二章運算放大器靜態(tài)限制23學時

1第二章實際運算放大器的靜態(tài)限制簡化運算放大器電路圖

輸入失調(diào)電壓低輸入偏置電流運算放大器輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流IOS和VOS

同時作用時的影響輸入失調(diào)誤差補償2實際運算放大器與理想運算放大器特性的一致是在恰當?shù)念l率和適度的直流增益條件下。頻率或增益增加—特性不斷惡化（因各種限制開始起作用）最關(guān)鍵的限制之一—開環(huán)增益在幾赫茲的范圍內(nèi)是高的，之后會隨輸入信號頻率增加，增益下降，使閉環(huán)性能不斷惡化。與此相關(guān)的缺點：限制運算放大器對輸入突然變化的響應速度。3當工作頻率限制在相對較低的水平，是否還有限制？YES尤其在高直流增益場合4（一）、簡化OpAmp電路圖輸入級第二級輸出級5輸入級：該級可以檢測到反相和同相輸入電壓vN和vP的任何不平衡，并把它轉(zhuǎn)化為單端輸出電流io1（二）、簡化OpAmp-輸入級6IA會在Q1和Q2

間均分；任何失配會使IA的大部分流經(jīng)Q1而一小部分流經(jīng)Q2，或相反；小信號情況斜率（跨導）大信號情況（過度驅(qū)動輸入級）（具有負反饋的OpAmp是在何種情況工作？）7簡化OpAmp-第二級

該級是由達林頓晶體管對Q5和Q6

，以及頻率補償電容Cc組成。達林頓是用于提供附加的增益和更寬的信號擺幅。電容是用于穩(wěn)定運算放大器,防止在負反饋應用中所不希望有的振蕩產(chǎn)生。8簡化OpAmp-輸出級

基于射級跟隨器Q7和Q8

設計的這一級是用來提供低的輸出阻抗的。雖然其電壓增益近似為1，但其電流增益還是相當高的，對第二級起功率放大器的作用。9輸入偏置電流輸入級Q1和Q2的和之間存在不可避免的失配，那么IP和IN也必然存在失配。將兩電流的均值稱為輸入偏置電流。IOS的幅度量級通常比IB小。IB的極性取決于輸入晶體管類型，而IOS極性則取決于失配方向。（三）、輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流輸入失調(diào)電流10由IB和IOS所引起的誤差在電阻反饋情況下，將有源輸入都置零的話，可得等效電路如圖：整理得：其中利用疊加定理可得11由式可以得出四個結(jié)論:1、無輸入信號，仍輸出Eo,稱其為輸出直流噪聲;2、E0

是由輸入誤差(或稱輸入直流噪聲，EI)放大（1+R2/R1）倍得到的，可將這個放大倍數(shù)稱為直流噪聲增益;3、輸入誤差EI由兩部分組成;4、兩部分的極性相反，有互為補償?shù)内厔荨?/p>

通常，誤差Eo可能無法接受，必須采用適當?shù)姆椒ò阉抵量梢越邮艿乃健Ｖ绷髟肼曉鲆媾c信號增益的區(qū)別？12式可以表示成如果可消除含IB的項，最后可得13式可以看出：通過縮小所有的電阻可以進一步降低E0；如：將所有的電阻縮小10倍不會影響增益，但可以使輸入誤差縮小10倍。縮小電阻會增加功率耗散，需要折中；如果E0仍無法接受，那么選擇具更低IOS值的運算放大器。14例：如圖所示的電路圖中，令并令運算放大器有和1、當RP=0時計算E0的值。2、當重做上題。3、當同時把所有電阻縮?。保氨叮刈觯病＃?、采用ＩＯＳ＝３nA的運算放大器，重做３。試對這些結(jié)果給予評注。

15（三）、反饋電阻究竟應該如何設置?運放直流噪聲增益限制了電阻取值不能太大；大電阻有大的熱噪聲和寄生電容；運放最大輸出電流限制了電阻取值不能太小，否則不能驅(qū)動負載；（741最大輸出電流20mA）反饋電阻的適當范圍：Rs、Rf為幾百歐至幾十千歐；Rs+Rf為幾千歐至幾十千歐；16超高電流放大輸入的OpAmp采用具有極高電流增益的輸入BJT是實現(xiàn)低IB的一種方法。

這種BJT稱為具有超高電流放大系數(shù)晶體管,它采用非常薄的基極區(qū)域,使基極電流的復合分量最小，可實現(xiàn)超過103A/A的電流放大倍數(shù)。LM308采用了這種技術(shù)。一般具有超高電流放大系數(shù)的運算放大器的（四）低輸入偏置電流OpAmp17電流相消實現(xiàn)低IB：由特定的電路預估對輸入晶體管進行偏置所需的基極電流，然后在內(nèi)部提供這些電流。這使得從外界看來，就好像運算放大器可以在沒有任何輸入偏置電流的情況下能夠工作。實際上，由于器件失配，相消是不完全的，因此輸入端仍會吸收殘余的電流。輸入端殘余電流的幅度通常要比實際基極電流的幅度低一個數(shù)量級。沒有必要在具有輸入電流相消得運算放大器中安裝一個虛設電阻RP。通常OP-07的額定值是：

和2、輸入偏置電流相消183、JFET輸入OpAmp

這些器件采用結(jié)型場效應管（JFET）來實現(xiàn)輸入級的差分對，而采用常規(guī)BJT來實現(xiàn)電路的其它部分。現(xiàn)在IB是JFET的柵極和溝道之間的PN結(jié)的反相偏置電流。在室溫下，這個電流一般在幾十皮安的數(shù)量級或更小。LF356在室溫下的額定值是IB=30pA和IOS=3pA4、MOSFET輸入OpAmp當采用金屬氧化物半導體FET（MOSFET）實現(xiàn)差分輸入對時，IB是柵極和溝道電容的漏電流。這個電流一般是在幾個皮安的數(shù)量級上。TLC279CMOS：室溫下的額定值是IB=0.7pA和I0S=0.1pA19輸入偏置電流漂移

20（五）輸入保護當采用具有超低輸入偏置電流的運算放大器時,為了充分實現(xiàn)這些器件的能力，需要特別注意接線和電路的裝配。在這方面,數(shù)據(jù)單通常會給出有用的指導原則。最關(guān)心的是印刷電路板上的漏電流。它們會很容易超過IB，因此使在電路設計中艱難實現(xiàn)的功能失效。

21保護環(huán)布局和連接22保護環(huán)布局和連接23（六）、輸入失調(diào)電壓將運算放大器的輸入短接，輸出應為零；然而由于輸入級兩部分之間存在固有的失配，輸出不為零。為使輸出等于零，必須在輸入管腳之間加入一個合適的校正電壓，這個種偏移稱為輸入失調(diào)電壓。24由VOS產(chǎn)生的誤差直流噪聲增益25（1）、熱漂移Vos與溫度有關(guān)，可用溫度系數(shù)利用溫度系數(shù)的平均值和下式可預估不是25度的VOS26（2）共模抑制比（CMRR）1V的Vcm的變化使Vos發(fā)生的改變27（3）供電電源抑制比（PSRR）1V的Vs的變化使Vos發(fā)生的改變,隨頻率增加而變差如果將運算放大器的供電電壓Vs變化一個給定的值ΔVs,那么就會改變內(nèi)部晶體管的工作點,這將會使V0發(fā)生微小的變化.1采用穩(wěn)壓電源且適當旁路的電源供電，可忽略PSRR的影響；2在高精度的模擬電路中，不適合采用開關(guān)電源；3PSRR產(chǎn)生的失調(diào)電壓，還要經(jīng)直流噪聲增益的放大。28供電電源抑制比（PSRR）的例題：如圖所示，運算放大器使用的是741，且R1=100Ω和R2=100kΩ。對于一個峰峰值為0.1V，頻率為120Hz的供電電源紋波，預估輸出端紋波的典型值和最大值。1/PSRR的典型值和最大值分別為30μV/V和150μV/V（直流處）29(4)輸出擺幅引起Vos的變化30例：一運算放大器有如下的額定值，α=105V/V（典型值），104V/V（最大值）；TC(Vos)avg=3uV/oC，以及CMRRdB=PSRRdB=100dB（典型值），80dB（最小值）。在下面的工作狀態(tài)的范圍內(nèi)：0oC≤T≤70oC，Vs=±15V±5%，-1V≤Vp≤1V和-5V≤Vo≤5V，估算Vos在最壞情況以及最有可能情況下的變化。最壞情況(最大值)最有可能情況31（七）IOS和Vos

同時作用時的影響信號增益直流噪聲增益輸出總失調(diào)誤差輸入總失調(diào)誤差不論同相和反相輸入,輸入（輸出）總失調(diào)誤差是相同的32考慮輸入失調(diào)電壓和輸入失調(diào)電流，求輸出電壓的表達式？思考題為什么在積分電路中,隨著時間的變化,零輸入時輸出也容易飽和(常出現(xiàn)的問題)?微調(diào)33（八）輸入失調(diào)誤差補償內(nèi)部失調(diào)調(diào)零內(nèi)部調(diào)零基于故意使輸入級失衡，以補償固有失配，并使誤差為零。采用一個外部微調(diào)，就可以引入這種失衡。741C數(shù)據(jù)單可以發(fā)現(xiàn)，失調(diào)電壓可調(diào)范圍一般是±15mV,這表明必須使才會讓電路補償成功。既然741C的Vos=6mV最大值，這給Ios引起的失調(diào)分配了9mV。如果超過9mV,就必須縮小外部電阻值，或采取外部調(diào)零。輸入失調(diào)電流限制了外部電阻的選擇34如圖采用741C的運算放大器（失調(diào)電壓可調(diào)范圍±15mV,最大失調(diào)電流200nA,失調(diào)電壓Vos=6mV)，且As=-10V/V。為使電路Ri的輸入電阻最大，求滿足條件的電阻值。為減小加載效應,反相放大器的輸入電阻應盡量大35外部失調(diào)調(diào)零外部調(diào)零是基于將可調(diào)的電壓和電流注入到電路中，以補償電路的失調(diào)誤差。這