新型模塊化多電平變流器的控制策略研究-(完整版)實(shí)用資料

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基金項(xiàng)目:臺(tái)達(dá)電力電子科教發(fā)展基金(DERO2007009定稿日期:2021-08-20新型模塊化多電平變流器的控制策略研究-（完整版）實(shí)用資料(可以直接使用，可編輯完整版實(shí)用資料，歡迎下載）作者簡(jiǎn)介:劉鐘淇(1981-,女,黑龍江佳木斯人,博士生,研究方向?yàn)榇蠊β首兞髌骱洼p型直流輸電系統(tǒng)。1引言近年來,風(fēng)能、太陽能等可再生能源發(fā)電已成為電力系統(tǒng)的發(fā)展方向。輕型直流輸電系統(tǒng)(VSC-HVDC由于經(jīng)濟(jì)、靈活、高可控性的輸電方式,可將這些小型的分散電源通過經(jīng)濟(jì)、環(huán)保的方式接入交流電網(wǎng)。VSC-HVDC對(duì)電壓源變流器的容量和電壓等級(jí)提出了極高要求。模塊化多電平變流器(MMC具備級(jí)聯(lián)式變流器的特點(diǎn),容易實(shí)現(xiàn)多電平數(shù)目和模塊化設(shè)計(jì),并能實(shí)現(xiàn)直流側(cè)的背靠背連接,是一種十分適用于VSC-HVDC的多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1-3]。但是MMC變流器的技術(shù)出現(xiàn)較晚,目前在國內(nèi)外均缺乏實(shí)際的研究和應(yīng)用,西門子公司的TransBay工程也計(jì)劃2021年3月才能投運(yùn),相關(guān)技術(shù)正在研究之中。通過建立MMC的系統(tǒng)模型,對(duì)MMC的裝置級(jí)控制和系統(tǒng)級(jí)控制分別進(jìn)行了研究。利用仿真軟件PSCAD/EMTDC對(duì)提出的控制策略進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。2MMC的運(yùn)行原理及裝置模型三相MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。每相MMC上下橋臂各包含n個(gè)模塊。圖2示出一個(gè)模塊的結(jié)構(gòu)。當(dāng)開關(guān)VSp和VSn動(dòng)作時(shí),相當(dāng)于將一個(gè)直流電源從橋臂中投入或切除。模塊電容電壓通過后續(xù)的平衡控制,可認(rèn)為是電壓大小為Udc的電壓源。不同開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的模塊輸出電壓Uo及相應(yīng)的電容充、放電狀態(tài)如表1所示。圖2MMC一個(gè)模塊的結(jié)構(gòu)圖表1不同開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的輸出電壓和電容狀態(tài)通過控制開關(guān)VSp和VSn,可使模塊輸出電壓新型模塊化多電平變流器的控制策略研究劉鐘淇,宋強(qiáng),劉文華(清華大學(xué),北京100084摘要:針對(duì)輕型直流輸電系統(tǒng)(VSC-HVDC的應(yīng)用,基于新型的模塊化多電平變流器(ModularMultilevelConverter,簡(jiǎn)稱MMC結(jié)構(gòu),建立了MMC變流器系統(tǒng)的電磁暫態(tài)模型,分別研究了MMC變流器的裝置級(jí)控制和系統(tǒng)級(jí)控制。其中裝置級(jí)控制實(shí)現(xiàn)了對(duì)MMC變流器的多電平空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM控制和直流側(cè)電容電壓平衡控制;系統(tǒng)級(jí)控制利用基于反饋線性化的非線性控制器,實(shí)現(xiàn)了對(duì)系統(tǒng)有功功率和無功功率的解耦控制。通過仿真軟件PSCAD/EMTDC對(duì)所述控制方法進(jìn)行了驗(yàn)證,仿真結(jié)果證實(shí)了控制方式的可行性。關(guān)鍵詞:變流器;脈寬調(diào)制/多電平;空間矢量;直流電壓平衡;反饋線性化中圖分類號(hào):TM46文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A文章編號(hào):1000-100X(202110-0005-03ResearchonControlofthenovelModularMultilevelConvertersLIUZhong-qi,SONGQiang,LIUWen-hua(TsinghuaUniversity,Beijing100084,ChinaAbstract:Basedonthetopologyofanovelmodularmultilevelconverter(MMCforVSC-HVDCsystem,theelectromag-netictransientmodeloftheMMCsystemisestablished.Thenthecontrolsondevice-levelandsystem-levelareintroduced.Forthedevice-levelcontrol,themultilevelspace-vectorpulsewidthmodulation(SVPWMisused,andthebalancecontrolfortheDCvoltagesofmodulesisproposed.Forthesystem-levelcontrol,withthedesignednonlinearcontrollerbasedonthetheoryoffeedbacklinearization,theindependentcontroloftheactivepowerandreactivepowerisrealized.BymeansofsimulationsoftwarePSCAD/EMTDC,theproposedmodelandcontrolmethodareverified.Keywords:converter;pulsewidthmodulation/multilevel;space-vector;DCvoltagebalancing;feedbacklinearizationFoundationProject:SupportedbyDeltaScience&TechnologyEducationalDevelopmentProgram(No.DERO2007009模式imVSpVSnUodUdc/dt1>0offoffUdc>02onoffUdc>03offon004<0offoff005onoffUdc<06offon5電力電子技術(shù)PowerElectronicsVol.43No.10October,2021第43卷第10期2021年10月在零和Udc之間變化。根據(jù)開關(guān)動(dòng)作時(shí)不同的橋臂電流方向,可以對(duì)模塊中的電容進(jìn)行充電或放電。以a相為例,對(duì)一相MMC建模:ua=12ni=1Σ(SaniUdcani-SapiUdcapi-12Lsdiadt(1直流側(cè)模型:Ud=ni=1Σ(SaniUdcani+SapiUdcapi+Lsd(iap+ian(2由于MMC的輸出電流和橋臂電流均連續(xù)且變化率較小,為便于控制,忽略式(1,(2中的第二項(xiàng),引起的誤差則可通過后續(xù)的閉環(huán)控制加以糾正。這樣得到一相MMC的交流側(cè)和直流側(cè)模型分別為:ua=12ni=1Σ(SaniUdcani-SapiUdcapiUd=ni=1Σ(SaniUdcani+SapiUdcapiΣΣΣΣΣΣΣ(3由式(3可以看出,MMC的交流側(cè)和直流側(cè)是可以獨(dú)立控制的。3MMC的裝置級(jí)控制研究3.1MMC的空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM控制SVPWM控制具有數(shù)字實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單快速的特點(diǎn),但涉及電平數(shù)目較多時(shí),算法復(fù)雜度也隨之增加。文獻(xiàn)[4]提出一種多電平SVPWM參考電壓分解的方法,如圖3a所示。電壓參考矢量Uref分解成偏移矢量UN和兩電平矢量UTW,因此多電平的SVPWM算法問題簡(jiǎn)化成二電平的SVPWM算法問題。該算法簡(jiǎn)單、快速并且對(duì)任何電平數(shù)都通用。此處即采用這種基于矢量分解的SVPWM控制方法。同時(shí)為了降低開關(guān)頻率,對(duì)每個(gè)控制周期的開關(guān)狀態(tài)采用“三段式”排序,如圖3b所示。圖3參考電壓矢量分解圖及三相開關(guān)狀態(tài)三段式排序3.2模塊電容電壓平衡控制策略在每個(gè)控制周期Ts內(nèi),Uref可以通過多電平SVPWM算法計(jì)算出該相橋臂的開關(guān)輸出狀態(tài)總和S,該相上下橋臂的開關(guān)模塊數(shù)也因此確定。對(duì)于同一個(gè)相開關(guān)輸出狀態(tài)S可以存在不同的開關(guān)組合,因此可根據(jù)模塊電容電壓排序及橋臂電流方向來判斷各個(gè)模塊的投切狀態(tài)。對(duì)于每相上下橋臂各有n個(gè)模塊的MMC而言,為避免相間環(huán)流及各模塊電容電壓的大幅波動(dòng),每個(gè)時(shí)刻各相投入的總模塊數(shù)Ns應(yīng)該是相同且保持不變的,即:Nsa=Nsb=Nsc=const(4由式(3,(4可以看出,當(dāng)下橋臂投入一個(gè)模塊時(shí),為了保證該相總投入模塊數(shù)不變,上橋臂必須同時(shí)切除一個(gè)模塊。因此對(duì)于每相有2n個(gè)模塊的MMC而言,其輸出電平數(shù)為n+1。電容電壓平衡的控制周期應(yīng)該為SVPWM控制周期的整數(shù)倍。設(shè)a相上下橋臂各有n個(gè)模塊,計(jì)算出第ns個(gè)控制周期內(nèi)a相下橋臂需要開通的nap個(gè)模塊。如果a相下橋臂電流iap>0,則將下橋臂中的模塊按照模塊電容電壓由小到大進(jìn)行排序,然后給前nap個(gè)模塊開通信號(hào),這樣電容電壓最小的nap個(gè)模塊便得以充電。如果iap<0,則將下橋臂中的模塊按照模塊電容電壓由大到小進(jìn)行排序,給前nap個(gè)模塊開通信號(hào),這樣電容電壓最大的nap個(gè)模塊便得以放電。無論iap方向和電壓排序方式如何,下橋臂前nap-1個(gè)模塊在一個(gè)控制周期內(nèi)是一直投入的,第nap個(gè)模塊的控制信號(hào)為“三段式”SVPWM控制脈沖,如圖3b所示。通過這種控制策略可以保證對(duì)模塊電容電壓的連續(xù)平衡控制。4MMC的系統(tǒng)級(jí)控制研究4.1系統(tǒng)電磁暫態(tài)模型的建立MMC的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖4所示,其交流側(cè)輸出通過線路阻抗連接交流電網(wǎng),其直流側(cè)通過線路阻抗連接直流源。圖4MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖三相交流系統(tǒng)線路參數(shù)對(duì)稱,因此得到系統(tǒng)狀態(tài)方程:ddtiaibicΣΣΣΣΣΣΣΣ=-R/L000-R/L000-R/ΣΣΣΣΣΣΣΣLiaibicΣΣΣΣΣΣΣΣ+(Ea-ua/L(Eb-ub/L(Ec-uc/ΣΣΣΣΣΣΣΣL(5對(duì)式(5采用等量Park變換,變換矩陣為:Cabc/dq=23·cosωt-π2ΣΣcosωt-π2-ΣΣAcosωt-π2+ΣΣA-sinωt-πΣΣ-sinωt-π-ΣΣA-sinωt-π+ΣΣAΣΣΣΣΣΣΣΣΣΣ(6式中:A=2π/3。經(jīng)d-q變換后得到的系統(tǒng)模型為:ddtidiq22=-R/Lω-ω-R/22Lidiq22+(Ed-ud/L(Eq-uq/22L(7當(dāng)d軸與Ea方向重合的時(shí)候,Ed=Em(Em為交流電源相電壓峰值,Eq=0。若一相MMC上下橋臂各有n個(gè)模塊,每個(gè)模塊電容電壓通過平衡控制為Udc,則MMC的直流輸出電壓Ud=nUdc。MMC交流輸出相電壓的峰值最大值為Ud/2。MMC三相基頻輸出電壓經(jīng)d-q變換后為:ud=(MUd/2cosδ,uq=(MUd/2sinδ(8式中:M為調(diào)制比;δ為調(diào)制角。由此得到系統(tǒng)最終的電磁暫態(tài)模型為:ddtidiq22=-R/Lω-ω-R/22Lidiq22+Em-(MUd/2cosδL-(MUd/2sinδL2222222222(94.2基于反饋線性化的非線性控制器由式(9可知id與iq是互相耦合的,為了將它們解耦,以便實(shí)現(xiàn)后續(xù)的有功功率和無功功率獨(dú)立控制,故采用反饋線性化原理來設(shè)計(jì)系統(tǒng)的非線性控制器[5]。選擇X=[x1x2]T=[idiq]T作為狀態(tài)向量,U=[u1u2]T=[McosδMsinδ]T作為新的控制向量,Y=[h1(Xh2(X]T=[x1x2]T作為輸出向量,式(9改為:X=f(X+g1(Xu1+g2(Xu2=-Rx1L+ωx2+EdL-ωx1-Rx2L2222222222+-Ud2L222222220u1+0-Ud22222222u2(10該系統(tǒng)對(duì)于X是非線性的,但對(duì)于U是線性的。根據(jù)非線性控制理論,計(jì)算如下矩陣:B(X=Lg1Lfh1(XLg2Lfh1(XLg1Lfh2(XLg2Lfh2(X22=RUd/(2L2-ωUd/(2LωUd/(2LRUd/(2L222(11由于系統(tǒng)非故障運(yùn)行時(shí)Ud不為零,故矩陣B(X非奇異。根據(jù)反饋線性化理論對(duì)于快速跟蹤問題處理的辦法,令v=[v1v2]T=dx1/dtdx2/d22tT,則式(10改寫為:U=[u1u2]T=[g1(Xg2(X]-1[f(X-v]=-2LUdv1+RLx1-ωx2-EdL22-2LUdv2+Rx2+ωx1-Eq222222222222(12v1=λ1(idref-id,v2=λ2(iqref-iq(13選擇式(13中的兩個(gè)比例調(diào)節(jié)器用于調(diào)節(jié)id和iq,并以此來代替系統(tǒng)中的非線性部分,最終得到系統(tǒng)的非線性控制器:u1u222=-2LUdλ1(idref-id+Rid-ωiq-Ed22-2LUdλ2(iqref-iq+ωid+RLiq-EqL222222222222(14M=u12+u22姨,δ=arctan(u2/u1(15根據(jù)式(8,對(duì)ud和uq進(jìn)行反變換即可得到MMC三相輸出相電壓的參考值。對(duì)于三相對(duì)稱系統(tǒng),當(dāng)d軸與Ea方向重合時(shí),交流系統(tǒng)輸入的有功功率P與id正相關(guān),輸入的無功功率Q與iq正相關(guān)。由此得到獨(dú)立解耦的有功功率和無功功率控制器如圖5所示。5系統(tǒng)仿真研究控制策略由仿真軟件PSCAD/EMTDC進(jìn)行驗(yàn)證。系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)如圖4所示。MMC每相由20個(gè)模塊組成,上下橋臂各有10個(gè)。交流側(cè)線路參數(shù)為:電源線電壓10kV,R=30Ω,L=6mH。直流側(cè)線路參數(shù)為:Ed=5kV,RL=1Ω,LL=15mH。限流電抗Ls=1mH。各模塊電容參考電壓值為1kV。SVPWM調(diào)制頻率2kHz,電壓平衡控制頻率為1kHz。系統(tǒng)零狀態(tài)啟動(dòng),傳輸有功功率P=1.5MW,無功功率Q=1Mvar。t=0.3s時(shí)P由1.5MW階躍到2.5MW;在t=0.5s時(shí)Q反向,由1Mvar變成-1Mvar。仿真波形如圖6所示。由系統(tǒng)仿真波形可以看出,P和Q均可達(dá)到參考值,而且可以追蹤參考值快速變化,響應(yīng)時(shí)間為20~30ms。P和Q在參考值附近波動(dòng),這是由于系統(tǒng)輸出電壓含有高次諧波以及電容電壓平衡過程中的模塊電容電壓紋波引起的。在暫態(tài)過程中三相輸出電流均無過流現(xiàn)象。上下橋臂的電容電壓變化曲線不同,這是由于上下橋臂開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)造成的。由仿真結(jié)果可知,通過平衡控制電容電壓,(下轉(zhuǎn)第18頁圖6仿真波形圖5系統(tǒng)有功功率和無功功率控制器電力電子技術(shù)PowerElectronicsVol.43No.10October,2021第43卷第10期2021年10月(上接第7頁模塊電容電壓在參考值1kV左右波動(dòng),波動(dòng)范圍在±10%以內(nèi),表明模塊電容電壓得到了連續(xù)平衡控制。6結(jié)論基于新型的模塊化多電平變流器結(jié)構(gòu),建立了其系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型。依據(jù)該裝置的特性和數(shù)學(xué)模型,對(duì)其裝置級(jí)控制和系統(tǒng)級(jí)控制分別進(jìn)行了研究。其中裝置級(jí)實(shí)現(xiàn)了多電平SVPWM控制,根據(jù)電流方向及電壓排序?qū)δK觸發(fā)脈沖進(jìn)行重新分配,實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)電容電壓的平衡控制;系統(tǒng)級(jí)控制提出了基于反饋線性化的非線性控制器,實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)有功功率和無功功率的解耦控制。通過仿真軟件PSCAD/EMTDC證實(shí)了控制方式的可行性。參考文獻(xiàn)[1]LesnicarA,MarquardtR.AnInnovativeModularMultilevelConverterTopologySuitableforaWidePowerRange[A].PowerTechConferenceProceedings,2003[C].IEEEBologna,2003(3:6.[2]GlinkaM.PrototypeofMultiphaseModularMultilevelCon-verterwith2MWPowerRatingand17-level-output-voltage[A].IEEE35thAnnualofPowerElectronicsSpecialistsConference,2004[C].2004(4:2572-2576.[3]AllebrodS,HamerskiR,MarquardtR.NewTransformerless,ScalableModularMultilevelConvertersforHVDC-trans-mission[A].IEEEPowerElectronicsSpecialistsConference,2021[C].2021:174-179.[4]宋強(qiáng).大容量多電平逆變器的控制方法及其系統(tǒng)設(shè)計(jì)[D].清華大學(xué),2002.[5]LiuZhongqi,ShaoWenjun,SongQiang,etal.ANovelNon-linearDecoupledControllerForVSC-HVDCSystem[A].PowerandEnergyEngineeringConference,2021[C].Asia-Pacific,27-31March,2021:1-5.式。該方式把兩者的偏差作為滯環(huán)比較器的輸入,通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路中開關(guān)器件通斷的PWM信號(hào),該P(yáng)WM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路來控制開關(guān)器件的通斷,從而控制ic的變化,以得到所期望的補(bǔ)償效果。根據(jù)所提出的控制方法,APF補(bǔ)償?shù)臒o功最多僅為TSC單組容量的1/2,亦即最多發(fā)出單組容量1/2的感性(過補(bǔ)或容性(欠補(bǔ)無功電流。采用該控制方式,可減小由TSC分組補(bǔ)償所造成的級(jí)差,且不會(huì)發(fā)生過補(bǔ)償或欠補(bǔ)償。APF主要用來承擔(dān)補(bǔ)償諧波電流,這樣可以大幅度降低APF的容量,減少功率消耗的設(shè)備投資。3算例分析用Matlab7.1進(jìn)行仿真分析,系統(tǒng)電壓為380V,負(fù)載為六相全控整流橋,脈沖觸發(fā)相位角為30°,系統(tǒng)a相電壓、電流波形如圖5a所示。圖5a相電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形由圖5a可見,電流產(chǎn)生了明顯的畸變,且電流滯后電壓一個(gè)角度,功率因數(shù)小于1,為了更清楚地看到這一點(diǎn),圖5b給出了只投入APF補(bǔ)償諧波電流、不補(bǔ)償無功電流時(shí)的a相電壓、電流波形。由圖可見,電流、電壓波形均得以改善,APF濾除了系統(tǒng)中的各次諧波,但電流仍滯后于電壓,功率