模塊化多電平hvdc換流閥運行試驗主回路參數設計

模塊化多電平hvdc換流閥運行試驗主回路參數設計

0mmc-hvdc換流閥模塊多媒體換流器（hvdc-mmc-hvdc）的技術最初由西門子公司提出，并于2010年成功應用于實際工程。2011年,國內首個MMC-HVDC工程(上海南匯風電場接入系統(tǒng)工程)也成功投入試運行。大量的相關理論研究和實際的運行經驗表明,MMC-HVDC技術與其他輸電方式相比具有模塊化程度高、輸出電壓諧波畸變小、器件開關頻率低等獨特優(yōu)勢,代表著新型輸電領域的發(fā)展方向。換流閥是換流器的核心組件,在組裝換流器之前必須通過一系列的試驗來檢驗其設計的正確性,這就要求建立相應的試驗手段。運行試驗用于考察換流閥對于長期實際運行工況下的電流、電壓和熱等關鍵應力的耐受能力,以確保換流閥滿足應用要求。MMC-HVDC換流閥(簡稱MMC閥)的電壓應力和電流應力并非單一的交流量或者直流量,而是交、直流相互疊加的復合變量。因此,建立能夠等效再現(xiàn)此類復雜應力的試驗手段對加速MMC-HVDC技術的工程化應用有著十分重要的意義。近年來,中國電力科學研究院致力于直流輸電換流閥的試驗方法研究及其試驗能力建設。其中MMC閥運行試驗裝置是重點建設的內容之一。它包括試驗電路拓撲研究、主回路及輔助設備參數設計和控制保護系統(tǒng)配備等若干關鍵環(huán)節(jié),而主回路參數設計是試驗電路轉化為有效試驗手段的基礎和前提。本文基于以上情況,對MMC閥運行試驗主回路參數設計方法進行研究。通過建立電路相關電氣量的數學模型,分析主回路關鍵設備參數的影響因素和選取原則。最后利用電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC對設計方法進行驗證。1mmc閥運行試驗電路MMC拓撲結構如圖1(a)所示,包含6個結構相同的橋臂,每個橋臂由n個子模塊(submodule,SM)和一個電抗器L串聯(lián)組成。橋臂上的虛線框代表MMC閥,其電氣結構如圖1(b)所示,它由若干個圖1(c)中所示的子模塊串聯(lián)組成。子模塊由2部分并聯(lián)組成:一是絕緣柵雙極型晶體管(insulatedgatebipolartransistor,IGBT)T1及T2與續(xù)流二極管(free-wheelingdiode,FWD)D1及D2組成的半橋結構;二是電容器C。文獻設計的MMC閥運行試驗電路如圖2所示,由主回路、電源系統(tǒng)和控制保護系統(tǒng)3部分組成。主回路包含MMC閥運行試驗電路中參與能量交換的所有關鍵設備,其中試品閥取自實際工程,輔助閥和負載電抗器自行設計;充電電源和補能電源構成電源系統(tǒng),分別用于在電路穩(wěn)態(tài)運行前后對電容器預充電和補充電路運行時的有功損耗;控制保護系統(tǒng)實現(xiàn)輔助閥和試品閥與實際MMC閥具有相同的運行特征,即二者均用作可控電壓源;子模塊電容電壓是帶紋波的直流電壓;閥電壓u1、u2為帶直流偏置的正弦多電平階梯波,由電容電壓按照特定的調制方式和電壓平衡策略堆疊而成;回路電流i是帶直流偏置的正弦電流。圖2中,輔助閥和試品閥電壓表達式為其中:U1、U2代表交流電壓源幅值;Udc/2為直流電壓源電壓;δ為u1和u2的相位差?；芈冯娏鞯谋磉_式為式中:Idc為直流偏置;Iac為交流分量有效值;φ為相位角。2數學建模和參數設計2.1輔助閥充電功率的定量分析輔助閥充電功率是造成其子模塊電容電壓波動的根本原因,這一點與實際工程中的MMC閥是完全一致的。因此,輔助閥子模塊電容值的選取可以借鑒實際工程中抑制電容電壓波動的電容值設計思路。輔助閥和試品閥的充電功率為其中:Pdc=1/(2UdcIdc),為等效直流源的功率;分別為輔助閥和試品閥的電壓調制比;為回路電流比例系數。充電功率引起所有子模塊電容電壓的波動,因此有如下等式成立式中:n1、n2為輔助閥和試品閥級數;C01、C02為電容值;U01(t0)、U02(t0)為電容電壓初始值,△u01(t)、△u02(t)為電容電壓變化量。不妨設n1U01(t0)=n2U02(t0)=Udc,根據式(4)可得子模塊電容電壓的時域解析表達式為其中可以看出,子模塊電容電壓中除了恒定的直流分量外,還包括幅值與電容值成反比的基頻和2倍頻波動量。為確定輔助閥子模塊電容值和電容電壓波動量之間的關系,首先對輔助閥充電功率進行定量分析。當n1=10,λ1=0.8時,輔助閥充電功率的仿真波形如圖3所示。當i為正方向即流入輔助閥時,p1>0,子模塊電容器被充電;反之,p1<0,子模塊電容器放電。根據式(3)可得p1零點的表達式為由于λ1≤1,因此當且僅當λ1=1時零點ωt3存在,并且與u1的零點重合,p1最多有3個零點。那么結合圖1,在零點ωt1和ωt2之間對p1進行積分,可以得到輔助閥一個周期內的充(放)電能量為如果輔助閥子模塊電容額定直流電壓為U01,波動率為uf0b1ε,則有根據式(7)(8)可知,子模塊電容電壓波動率不超過uf0b1ε時C01應滿足可以看出,當n1和回路電流比例系數k一定時,滿足電壓波動要求的輔助閥電容值取決于電路傳遞的直流功率Pdc和子模塊電容額定直流電壓U01。2.2負載電阻值設計2.2.1主回路試驗原理分析式(3)可知,當輔助閥和試品閥交流源傳遞的有功功率與直流源的功率Pdc相等時,回路電流中將產生恒定的直流分量。此時,忽略回路電阻,主回路滿足功率平衡關系其中X=ωL,為負載電抗值。結合式(3)分析可知,輔助閥和試品閥的電壓以及負載電抗值直接影響試驗電路的電壓等級和回路電流,即決定著電路的試驗能力。根據式(10)可以推出由試驗回路功率平衡關系決定的電抗值應滿足2.2.2電流的助推及二次諧波的范圍用開關函數和子模塊電容電壓可將輔助閥和試品閥電壓描述為式中Sij為開關函數,采用階梯波調制時ΣSij經傅里葉分解為其中S1h、S2h表示調制波的奇次諧波分量。當電平數達到一定水平時,諧波分量可以忽略不計。忽略調制波中的諧波分量時,由式(5)(13)可得輔助閥和試品閥電壓的時域解析表達式為其中它們是由調制波引起的與試驗電路運行狀態(tài)相關的基頻、2倍頻和3倍頻分量。根據式(12)(14)得到回路電流的解析表達式為可以看出,回路電流中除理想的直流分量和基頻分量外,同樣存在由調制引起的與子模塊電容值和負載電抗成反比的基頻分量Fi1(ωt)、2倍頻分量Fi2(2ωt)和3倍頻分量Fi3(3ωt)。其中,Fi2(2ωt)的表達式為實際工程中,2倍頻電流是MMC閥電流的主要諧波成份,通常會對其采取一定的抑制措施。那么MMC閥運行試驗電流的二次諧波含量也應限制在允許范圍內。分析式(16)可知,輔助閥和試品閥交換的有功功率為零時,回路電流中二次諧波分量幅值最大。它所代表的物理意義是輔助閥和試品閥的充電功率僅參與各自子模塊電容充放電,而不進行有功交換。此時,電容電壓波動最大,回路電流的各次諧波幅值最高。因此,按照本節(jié)所述的電流推導方法可以得到2倍頻電流在幅值最大時的表達式為可以看出,2倍頻電流幅值I2f與負載電抗值X成反比。如果電抗值的選擇在這種情況下能夠將2倍頻電流限制在允許范圍內,那么在其他情況下也能保證試驗電流二次諧波含量滿足要求。二次諧波含量η不超過期望值時,電抗值X滿足其中2.3mc閥運行試驗主回路參數設計由式(18)可知,電抗值的選取還與輔助閥和試品閥的級數以及子模塊電容值有關。因此設計MMC閥運行試驗主回路參數時,首先根據試驗能力和對電壓波動的要求確定輔助閥子模塊電容值,再按照主回路功率平衡關系以及試驗電流二次諧波抑制要求來設計負載電抗值。此外,電容值和電感值分別決定著電容和電抗的體積,因此最終設計值還需綜合考慮試驗電路占地面積等因素的限制。3u3000電容值的確定為驗證本文提出的MMC閥運行試驗主回路參數設計方法的正確性,利用電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC搭建的試驗電路模型對設計實例進行分析。仿真模型已知參數設置如下:輔助閥級數n1=20,U01=1kV;試品閥級數n2=10,U02=2kV,C02=8mF;試驗電流Idc=500A,Iac=950A。因此,容易得到Pdc=5MW,Udc=20kV,k=2.69。按照2.3節(jié)所述設計原則,首先確定輔助閥子模塊電容值:若要求輔助閥子模塊電壓波動不超過額定直流電壓的±8%,將已知條件代入式(9)可得輔助閥子模塊電容值C01≥21.4mF。其次,根據2.2節(jié)方法可推出2倍頻電流含量η≤5%時,負載電抗值的選取范圍為6.5Ω≤X≤10Ω。選取C01=22mF,X=8Ω時,對應的仿真波形如圖4所示?？梢钥闯?輔助閥子模塊電壓u01波動約為uf0b17.7%,滿足不超過額定直流電壓uf0b18%的要求。此外助閥和試品閥電壓u1、u2的直流偏置約為10kV回路電流i的直流偏置Idc近500A,因此電容值電抗值的選取滿足試驗能力要求?；芈冯娏黝l如圖5所示,總諧波畸變率(totleharmonicdirtion,THD)為4.41%,二次諧波含量η為4.36%合回路電流在X≥6.5Ω時η≤5%的推論。仿真結果表明,試驗電路按照上述方法選取輔助閥子模塊電容值和負載電抗值,能夠達到預期的設計效果,并且得到的輔助閥和試品閥電壓、回路電流波形良好,驗證了本文提出的MMC閥運行試驗回路參數設計方法的正確性以及試驗回路數學模型的有效性。4試驗回路參數