開關(guān)電源并聯(lián)供電系統(tǒng)

...wd......wd......wd...2011年A題開關(guān)電源并聯(lián)供電系統(tǒng)組員：葉燕龍陳雄健黃爍摘要本系統(tǒng)以dsPIC33FJ64GS606為核心，采用雙Buck電路實(shí)現(xiàn)降壓并聯(lián)為負(fù)載供電，兩個(gè)模塊輸出電流比例在特定點(diǎn)能自動(dòng)切換，同時(shí)也能手動(dòng)指定量模塊輸出電流比例，輸出電壓范圍穩(wěn)定在8V，單個(gè)模塊輸出2A電流。實(shí)測電壓，實(shí)測電流，實(shí)測效率。該系統(tǒng)主要由最小單片機(jī)系統(tǒng)，輔助電源模塊，主Buck回路，電壓電流采集放大電路組成。關(guān)鍵詞：dsPIC33FJ64GS606；數(shù)字閉環(huán)；DC/DC并聯(lián)；Buck電路。ABSTRACTThesystemdsPIC33FJ64GS606core,dual-Buckbuckcircuitinparalleltotheload,theoutputcurrentratiooftwomodulescanbeautomaticallyswitchedatacertainpoint,butalsocanmanuallyspecifytheamountofmoduleoutputcurrentratio,outputvoltagestableat8V,asinglemoduleoutputcurrentof2A.Measuredvoltage,measuredcurrent,themeasuredefficiency.Thesystemconsistsofthesmallestsingle-chipsystems,auxiliarypowermodule,themainBuckcircuit,amplificationcircuitvoltageandcurrentacquisitionKeywords:dsPIC33FJ64GS606;SwitchingPowerSupply;BoostCircuit.一、方案論證與比擬1.1DC/DC主回路拓?fù)涞姆桨高x擇降壓變換有非隔離型和隔離型兩種： 方案一：采用隔離型降壓拓?fù)浞桨福晒┻x擇的有反激變換，正激變換等。隔離型的優(yōu)點(diǎn)在于輸出靈活，可實(shí)現(xiàn)多路輸出，輸入和輸出間由高頻變壓器進(jìn)展功率傳送和電氣隔離。缺點(diǎn)在于整個(gè)拓?fù)渲械母哳l變壓器是一個(gè)難點(diǎn)，個(gè)人很難繞制出高質(zhì)量的高頻變壓器，高頻變壓器的繞制不當(dāng)將影響整個(gè)系統(tǒng)的工作，調(diào)試的時(shí)候相對于非隔離拓?fù)潆y度較大。方案二：采用非隔離型降Buck降壓電路。非隔離型Buck通過PWM控制開關(guān)管通斷，從而控制儲(chǔ)能元件來傳遞能量，因而整個(gè)電路損耗很小效率可以做得很高。非隔離型降壓電路調(diào)試簡單，易于對整個(gè)電路的控制。非隔離型降壓電路缺點(diǎn)在于輸入輸出間沒有直接的電氣隔離，穩(wěn)定性和安全性相對于隔離型要差一些。方案論證：方案一雖然穩(wěn)定性和安全性更好，但是由于高頻變壓器的制作難度較大，調(diào)試所需時(shí)間也相對較長，由于此題沒有要求多路輸出等特別要求，所以采用非隔離型Buck降壓電路可以顯著提高效率，便于在短時(shí)間內(nèi)調(diào)試成功，應(yīng)選擇方案二。1.2控制方法的方案選擇方案一：采用傳統(tǒng)的模擬電路方法，通過在每一個(gè)Buck模塊的輸出采集反響電壓，反響電壓送入TL494等傳統(tǒng)的PWM控制芯片進(jìn)展占空比調(diào)整，同時(shí)在輸出采集每個(gè)模塊的電流和總電流，通過判斷電流是否按一定比例分配在進(jìn)展相關(guān)補(bǔ)償，以實(shí)現(xiàn)電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制，到達(dá)穩(wěn)壓和電流分配的目的。方案二：借助于dsPIC強(qiáng)大的運(yùn)算能力，將所有的閉環(huán)控制操作放在MCU中，通過MCU對采集的電壓進(jìn)展PI算法進(jìn)展穩(wěn)壓，同時(shí)對采集的電流進(jìn)展判斷，通過MCU內(nèi)部計(jì)算和調(diào)節(jié)，強(qiáng)制電流按指定比例分配，從而到達(dá)系統(tǒng)要求。方案論證：方案二相對于方案一不僅硬件電路簡單，而且全部的控制過程均可在軟件中認(rèn)為去設(shè)置，在實(shí)現(xiàn)同樣的雙環(huán)控制的功能下，方案二的僅需要屢次試驗(yàn)來整定出合理的PI參數(shù)即可。而且全數(shù)字實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，抗干擾的能力也比用傳統(tǒng)模擬電路搭起來的效果好。綜合上述本次設(shè)計(jì)中選用全數(shù)字閉環(huán)控制方式。1.3電流采集的方案選方案一：采用普通運(yùn)放構(gòu)成差分電路采集采樣電阻兩端的壓差并進(jìn)展放大后送單片機(jī)的AD進(jìn)展采樣。方案二：采用專門的儀表差放AD620采集采樣電阻兩端電壓并放大后送單片機(jī)AD進(jìn)展采樣，AD620為專門的儀表差放，他在內(nèi)部封裝了普通3運(yùn)放構(gòu)成的差分放大電路。方案論證：AD620相對于普通的運(yùn)放構(gòu)成的差分電路，在輸入信號很小時(shí)依然能保持很高的準(zhǔn)確度和線性度，能對微小的壓差進(jìn)展放大，外部僅需一直增益設(shè)置電阻取設(shè)定放大倍數(shù)即可。采用正負(fù)電源供電后誤差可進(jìn)一步減小。配合康銅絲進(jìn)展電流采樣放大能到達(dá)很大的精度和很低的損耗。綜合上述本次設(shè)計(jì)中采用方案二進(jìn)展電流的采集。二、詳細(xì)軟硬件分析2.1主回路器件選擇及參數(shù)計(jì)算：整體系統(tǒng)框圖如圖1圖1整體系統(tǒng)框圖系統(tǒng)主回路由2路Buck回路構(gòu)成，如圖2：圖2：雙路Buck主電路Buck主回路采取CCM模式，對于開關(guān)頻率的選擇，綜合考慮了開關(guān)損耗，輸出紋波等因素后本次設(shè)計(jì)中選取25KHz。 占空比計(jì)算：(Vi-Vo)*Ton/L=Vo*Toff/LD=Vo/Vi 本次設(shè)計(jì)輸入24V，輸出8V，因此D=Vo/Vi=8/24=33.3%電感量計(jì)算：dIL=(Vi-Vo)*Ton/L

dIL=0.2IL=0.2IonL=5(Vi-Vo)Vo*T/(Vi*Io)IL_avg=IoIL_peak=1.1IoIL_rms=ILavg*(1+0.22/12)0.5L電感量的選取原則使電感紋波電流為電感電流的20%dIL—電感紋波電流峰峰值IL_avg—電感電流平均值

IL_peak—電感峰值電流

L_rms—電感電流有效值由以上公式，計(jì)算出電感量后適量選取，本設(shè)計(jì)最終用鐵硅鋁磁芯繞制電感，電感量選取700uh。肖特基二極管選擇：Id_peak=1.1Io

Vrd=ViId_peak—續(xù)流二極管峰值電流Vrd—續(xù)流二級管反向耐壓〔Ton期間〕由以上公式選取耐壓24V以上，平均整流電流3.5A以上的管子即可，考慮到留下一定余量，本次設(shè)計(jì)中選用MBR20100，器平均整流電流20A，反向耐壓100V符合題目要求。開關(guān)管Isw_peak=1.1IoVsw_peak=ViIsw_peak—開關(guān)管峰值電流Vsw_peak—開關(guān)管耐壓〔Toff期間〕 由以上公式選取耐壓24V以上，可流過電流3.5A以上的管子即可，考慮到留下一定余量，本次設(shè)計(jì)中選用IRF540，最大漏極電流電流23A，最大漏源耐壓100V，導(dǎo)輸出電容的選擇Icin_rms=[(Io-Iin)2D+Iin2(1-D)]0.5

Ico_rms=dIL/120.5電容選?。耗蛪骸⒓y波電流、電容量Icin_rms—輸入電容的紋波電流有效值Ico_rms—是輸出電容的紋波電流有效值 由于題目沒有對紋波有特別要求，綜合考慮后輸出電容選用2200μf/50V的電解電容即可。2.2采樣電阻選取和差分放大倍數(shù)計(jì)算：對3路電流采集的差分放大電路如圖3。圖3：電流采集差分放大電路采樣電阻主要用于產(chǎn)生一定的壓降，以便單片機(jī)采集后換算出電流的大小，在精度合理的范圍內(nèi)，采樣電阻越小越好，這樣可以降低在采樣電阻上的損耗。普通的電阻在流過大電流后溫度變高，電阻值會(huì)發(fā)生變化，導(dǎo)致測量結(jié)果產(chǎn)生非線性的誤差，所以本次設(shè)計(jì)選用康銅絲作為采樣電阻，由于有差分電路可以對采集的壓差進(jìn)展合理放大，所以選取0.05歐的康銅絲即可。由于單片機(jī)AD最大能采集3.3V的電壓。對于單路Buck假設(shè)最小輸出0.25A，最大輸出3A計(jì)算，康銅絲采用0.05歐規(guī)格。則康銅絲上的最小和最大壓降分別為12.5mV和150mV，放大20倍后為250mV和3V，在AD采樣范圍內(nèi)且信號放大后可以有效減小AD采集誤差，故單路Buck電流采集局部的差放放大倍數(shù)為20。由AD620增益電阻計(jì)算公式 增益電阻=49.4/(放大倍數(shù)-1)得阻值為2.6K，實(shí)際選取2.7K。 對于總電流的采樣，假設(shè)最小為0.5A最大位5A，由以上過程和公式反推，得放大倍數(shù)為10，增益電阻為5.4K，實(shí)際選取5.1K。2.3MOS管驅(qū)動(dòng)電路選擇于計(jì)算本次設(shè)計(jì)中MOS管驅(qū)動(dòng)電路采用專門的MOS驅(qū)動(dòng)芯片IR2110，IR2110內(nèi)部帶兩路輸出，其中高端位懸浮自舉方式工作。考慮到Buck電路MOS管在回路高端，不可采用IR2110的低端輸出進(jìn)展驅(qū)動(dòng)，必須采用IR2110的高端進(jìn)展驅(qū)動(dòng)以和系統(tǒng)的地線隔離。自舉電容用0.1μf和10μf電容并聯(lián)。具體電路如圖4。圖4：MOS驅(qū)動(dòng)電路(高端驅(qū)動(dòng))輔助電源設(shè)計(jì)與計(jì)算：整個(gè)系統(tǒng)中單片機(jī)需要3.3V,液晶需要5V，AD620需要正負(fù)15V，IR2110功率邊需要15V總共4種電源。本次設(shè)計(jì)中直接從輸入24V取電壓經(jīng)7815穩(wěn)壓15V輸出后在給7805提供輸入，穩(wěn)出5V電壓后再給AMS1117-3.3輸入穩(wěn)出3.3V電壓。同時(shí)7805的輸出接MC34063進(jìn)展極性反轉(zhuǎn)輸出-17V后輸入給7915穩(wěn)出-15V電壓。由以上步驟即可滿足整個(gè)系統(tǒng)的電源需求。具體電路見圖5和圖6。圖5：輔助電源圖6：輔助電源(負(fù)壓產(chǎn)生)2.6電流比例手動(dòng)設(shè)置電路采用MCU8個(gè)數(shù)字端口外接撥碼開關(guān),通過端口返回的BCD碼設(shè)置倍數(shù)值.2.7數(shù)字顯示電路本次設(shè)計(jì)中參加液晶LCD顯示，顯示模塊采用ST7920控制器的12894液晶模塊，實(shí)時(shí)顯示兩路DC/DC模塊電流，總電流，輸出電壓，輸出功率，系統(tǒng)是否正常等屬性。2．8軟件設(shè)計(jì)：軟件采用雙數(shù)字閉環(huán)的控制方法，以電流控制為內(nèi)環(huán)，電壓控制為外環(huán)，內(nèi)環(huán)以I1為基準(zhǔn),I2通過PID增量法逼近直到和k*I1(k為放大比例)誤差為0為止，外環(huán)在內(nèi)環(huán)的根基上進(jìn)展電壓反響調(diào)節(jié)控制周期為內(nèi)環(huán)的一定倍數(shù)，由此構(gòu)成PID雙閉環(huán)控制。參數(shù)整定采用工程整定方式。整體軟件流程圖如圖7，PWM中斷服務(wù)程序流程圖如圖8圖7整體軟件流程圖圖8PWM中斷函數(shù)流程圖三、系統(tǒng)調(diào)試及指標(biāo)測試調(diào)試過程共分三局部：硬件調(diào)試，軟件調(diào)試，軟硬件聯(lián)調(diào)。調(diào)試使用的儀器主要有UT56標(biāo)準(zhǔn)型數(shù)字萬用表，SP-F05型DDS函數(shù)信號發(fā)生器，安泰信APS3005S-3D電源，TPS1012B-C數(shù)字存儲(chǔ)示波器。調(diào)試采用模塊化調(diào)試方法，開環(huán)分別調(diào)試兩路Buck電路實(shí)現(xiàn)降壓，然后硬件接入軟件的PWM和數(shù)字PI調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)軟硬件聯(lián)調(diào)，最終實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)功能。3.1測試儀器UT-50標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字萬用表，安泰信數(shù)顯直流穩(wěn)壓源4.2指標(biāo)測試 4.2.1額定功率下系統(tǒng)穩(wěn)壓性能表1額定功率下系統(tǒng)穩(wěn)壓電源輸入電壓(V)24.01324.03223.98624.007輸出電壓(V)8.0508.0528.0508.051輸出電流(A)4.003.984.024.00符合題目要求的正負(fù)0.4的要求。4.2.2系統(tǒng)效率測試：表2系統(tǒng)效率測試測試條件為輸出電壓8V，輸出電流為4A輸入電壓〔V〕輸入電流〔I〕輸出電壓〔V〕輸出電流〔I〕效率24.0001.7978.0504.0275%24.021.7648.0504.0076%24.011.7938.0514.0175%4.2.3電流1:1分配〔輸出電流等于1A〕：表3電流1:1分配測試輸出總電流〔I〕1.0180.9981.020第一路輸出電流〔I〕0.5020.4930.508第二路輸出電流〔I〕0.5130.4840.496相對誤差1.2%1.7%2.2%4.2.4電流1:2分配〔輸出電流等于1.5A〕：表4電流1:2分配測試輸出總電流〔I〕1.5061.4951.503第一路輸出電流〔I〕0.5080.4900.510第二路輸出電流〔I〕0.9871.0020.984相對誤差1.6%2.1%1.9%4.2.5電流任意比例分配〔輸出電流1.5~3.5A〕表5電流任意比例分配測試輸出總電流〔I〕1.506〔1:3〕3〔2:1〕3.5〔3:2〕第一路輸出電流〔I〕0.3801.9921.389第二路輸出電流〔I〕1.1171.0002.061相對誤差1.8%1.8%2%4.2.6電流1:1分配測試〔輸出電流等于4A〕表6電流1:1分配測試輸出總電流〔I〕4.033.984.01第一路輸出電流〔I〕1.9982.0101.994第二路輸出電流〔I〕2.0031.9892.004相對誤差1.1%1.9%1.6%4.2.7過流保護(hù)測試表7過流保護(hù)測試輸出電流〔I〕4.034.274.414.68是否保護(hù)否否否是 由以上看出各項(xiàng)結(jié)果都符合系統(tǒng)指標(biāo)，產(chǎn)生誤差的原因包括：測量儀器的固有誤差，數(shù)字閉環(huán)維持系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)平衡，所以不可能能完全1:1均流或者任意比例分配電流。五、結(jié)論經(jīng)過四天三夜的