輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)直流變換器的研究

輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)直流變換器的研究

1輸出電壓均壓優(yōu)化在許多高輸出電壓場，如生產(chǎn)能力裝置、超聲波裝置、太陽能照明設(shè)備和電池系統(tǒng)，低輸入電壓需要轉(zhuǎn)換為高輸出電壓。由于輸入電壓低，輸入電流較大使得輸入側(cè)開關(guān)器件的電流應(yīng)力大，而輸出電壓高使得輸出側(cè)器件承受較大的電壓應(yīng)力。多模塊輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)（InputParallelOutpuSeries,IPOS）變換器系統(tǒng)是一種有效解決上述問題的方法，它由多個變換器模塊在輸入側(cè)并聯(lián)、輸出側(cè)串聯(lián)組合而成，其優(yōu)點是：(1)每個模塊輸入電流為Iin/n，可大幅降低開關(guān)器件的電流應(yīng)力，其中Iin為總的輸入電流，n為模塊數(shù)；(2)每個模塊提供Po/n，單個模塊設(shè)計和系統(tǒng)熱設(shè)計更簡單，其中Po為總的輸出功率；(3)若采用交錯控制技術(shù)，電流紋波抵消效應(yīng)使得輸入電容的容量減小，在相同的輸出電壓紋波下，輸出電容的體積也可減小，由此可以提高變換器的功率密度。為了保證IPOS變換器系統(tǒng)正常工作，必須使各模塊的輸出電壓均衡，即輸出均壓。文獻采用主從式均流控制策略來保證輸入均流，從而達到輸出均壓。文獻提出了由兩個推挽電路模塊組成的IPOS變換器系統(tǒng)，采用恒定的占空比來減小開關(guān)器件的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力，提高變換器的效率。文獻使用單獨的輸出電壓環(huán)使各個模塊產(chǎn)生相同的占空比，從而各個模塊自動均壓和均流。但是如果系統(tǒng)的模塊不是完全一樣，僅用輸出電壓環(huán)就不能實現(xiàn)IPOS-FB變換器的自動均流均壓。本文首先揭示IPOS變換器系統(tǒng)中各模塊的輸入均流和輸出均壓之間的關(guān)系，指出輸入電流控制可以保證輸出電壓，輸出均壓控制可以確保輸入均流；然后提出一種新的輸出均壓的控制方法，實現(xiàn)輸出電容電壓的均壓控制與系統(tǒng)的輸出電壓的調(diào)節(jié)相解耦。仿真和實驗驗證了該方法的正確性。2電容電壓均流控制圖1給出了IPOS變換器系統(tǒng)的框圖，其中Cf1～Cfn為輸出電容。假設(shè)每個模塊變換效率為100%，可得式中Vin——IPOS組合變換器的輸入電壓VCf1,VCf2,…,VCfn——各模塊的輸出電容電壓如果各模塊輸入均流，即Iin1=Iin2=…=Iinn，代入式（1）可得在穩(wěn)態(tài)時，各模塊的輸出電容電壓均保持不變，則流入各輸出電容的平均電流為零，可以得到Io1=Io2=…=Ion=Io，其中Io為IPOS變換器系統(tǒng)的輸出電流。由式（2）可得VCf1=VCf2=…=VCfn，即只要保證各個模塊的輸入均流，就可以保證輸出均壓。如果采用輸出電壓均壓控制，保證VCf1=VCf2=…=VCfn，此時各個模塊的輸出電壓將穩(wěn)定在Vo/n，穩(wěn)態(tài)時Io1=Io2=…=Ion=Io，由式（1）可得Iin1=Iin2=…=Iin。可見只要保證各個模塊的輸出電容電壓均壓，就可以保證輸入均流。3輸出電壓調(diào)節(jié)器輸出均流控制方案設(shè)計IPOS變換器系統(tǒng)中，各模塊的輸入和輸出不能共地，必須選擇隔離式變換器。常用的隔離式變換器有正激、反激、半橋、全橋等拓撲，其中移相控制全橋變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡潔、充分利用電路中的寄生參數(shù)實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，且為恒頻控制等優(yōu)點得到了廣泛應(yīng)用。本文選擇移相控制全橋變換器作為IPOS變換器系統(tǒng)的基本模塊，如圖2所示。為了簡化分析輸入均流控制策略是否可以保證輸出均壓。IPOS組合變換器由兩個全橋模塊組成，如圖2所示。圖3給出了均流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)型ILR(InnerLoopRegulation)均流控制電路框圖，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為每個模塊的輸入電流給定iing，以保證輸入均流。兩鋸齒波通過外同步電路相差180°，以實現(xiàn)兩模塊的交錯控制。假設(shè)變換器系統(tǒng)已經(jīng)進入穩(wěn)態(tài)，如果輸出功率不變，且輸出電壓環(huán)使得系統(tǒng)輸出電壓恒定，那么Io顯然不變。這時，如果2#模塊輸出電壓受到電壓擾動信號而上升，即vCf2上升，對于1#模塊而言，vCf1減小。由于輸入均流電路使得兩個模塊的輸入電流相等，即每個模塊的輸入功率相等，亦即它們的輸出功率相等。當vCf2上升，其輸出電流io2減小，并且小于io，此時Cf2的電流ic2=io2-io<0，導致vCf2減小，形成一個負反饋；與此同時，vCf1減小，io1上升，輸出電容Cf1的電流ic1=io1-io>0，導致vCf1上升，從而使vCf2穩(wěn)定在Vo/2。同理，當vCf2<Vo/2時，也可實現(xiàn)輸出均壓。根據(jù)第1節(jié)的分析，輸入均流必然使輸出均壓。上面討論的是兩個模塊組成的IPOS變換器系統(tǒng)的輸入均流策略，對于多模塊（n≥3）組成的IPOS變換器，也可以提出其輸入均流控制方案，控制框圖如圖4所示。如果IPOS組合變換器由n個模塊組成，其均流控制電路需要一個輸出電壓環(huán)和n個輸入均流環(huán)。輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為各個模塊的輸入電流給定iing，經(jīng)過各個模塊自身的輸入均流調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)后，與鋸齒波VRAMPi交截，產(chǎn)生第i#模塊的占空比。n個鋸齒波通過外同步電路相差360°/n，以實現(xiàn)n個模塊的交錯控制。4輸出均壓控制器的控制方案對于圖2所示的由兩個模塊組成的IPOS變換器系統(tǒng)而言，只要保證其中一個模塊輸出電容電壓為Vo/2，就實現(xiàn)了輸出電容上的電壓均壓。選擇與變換器系統(tǒng)輸出電壓共地的Cf2的電壓作為受控對象，保證其電壓為Vo/2。圖5給出了輸出均壓控制框圖，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出信號vo＿EA與輸出均壓調(diào)節(jié)器的輸出信號vCf＿EA相減后與鋸齒波VRAMP1交截，產(chǎn)生1#模塊的占空比信號。vo＿EA與vCf＿EA相加后與鋸齒波VRAMP2交截，產(chǎn)生2#模塊的占空比信號。兩鋸齒波通過外同步電路相差180°，以實現(xiàn)兩模塊的交錯控制。假設(shè)系統(tǒng)已經(jīng)進入穩(wěn)態(tài)，2#模塊輸出電壓受到擾動上升，即vo2>Vo/2，輸出均壓調(diào)節(jié)器的輸出信號vCf＿EA下降，vo＿EA+vCf＿EA減小，使2#模塊的占空比減小，vo2減小，形成一個負反饋。同時，vo＿EA-vCf＿EA增大，使1#模塊的占空比增大，vo1增加。從而使vo2穩(wěn)定在Vo/2，實現(xiàn)輸出均壓控制。類似的，當vo2<Vo/2時，也可實現(xiàn)輸出均壓控制。對于多模塊（n≥3）組成的IPOS變換器，也可以提出其輸出均壓控制策略。如圖1所示，若模塊為全橋等Buck型變換器，其輸入輸出關(guān)系為式中K——變壓器的匝比這里忽略變壓器的漏感和諧振電感。對應(yīng)的各個模塊輸出電壓變化量的表達式如下：進入穩(wěn)定狀態(tài)后，D1=D2=…=Dn=D，將式（4）所有等式相加得從式（5）可知，?Vo是由?Vin、引起的。如果輸入電壓沒有受到擾動，即?Vin=0。此時，為了實現(xiàn)系統(tǒng)輸出電壓的變化量為0，必須要保證。以下令。由此可得到IPOS變換器系統(tǒng)的控制方案,如圖6所示。變換器系統(tǒng)的控制方案，如圖6所示。n個模塊只需要n-1個均壓環(huán)和一個共用的輸出電壓環(huán)。對于前n-1個模塊，輸出電壓調(diào)節(jié)器的輸出信號vo＿EA與輸出均壓調(diào)節(jié)器的輸出信號vCf＿EAi相加后與鋸齒波VRAMPi交截，產(chǎn)生第i#模塊的占空比信號。相減后與鋸齒波VRAMPn交截，產(chǎn)生第n#模塊的占空比信號。n個鋸齒波通過外同步電路相差360°/n，以實現(xiàn)n個模塊的交錯控制。圖6所示的控制框圖中，?Di與?vCf＿EAi之間滿足,VR是鋸齒波的n幅值。該控制方案保證了，即保證了。從文中分析可知，各模塊輸出電壓的均壓閉環(huán)不影響系統(tǒng)總的輸出電壓閉環(huán)的調(diào)節(jié)，即實現(xiàn)了各模塊輸出均壓閉環(huán)和總的輸出電壓閉環(huán)的解耦控制。對于IPOS變換器系統(tǒng)中的n個模塊，其輸出電容電壓交錯360°/n，總的系統(tǒng)輸出電壓脈動的幅值減小，頻率為單個模塊輸出電容電壓頻率的n倍，因此在相同的輸出電壓紋波要求下，可以大大減小輸出電容。同時，由于電流紋波抵消效應(yīng)，IPOS變換器系統(tǒng)的輸入電流脈動的幅值減小，頻率為單個模塊輸入電流頻率的n倍，從而可以減小輸入電容，提高了功率密度。5輸出電壓不一致時的仿真本文選用移相控制全橋變換器作為IPOS變換器系統(tǒng)的基本模塊，該變換器中的諧振電感(或漏感)導致占空比丟失問題。占空比丟失與輸入電壓Vin、輸出電壓Vo、負載電流Io、一次側(cè)占空比D、變壓器匝比K、諧振電感Lr和輸出濾波電感Lf有關(guān)。在IPOS-FB變換器系統(tǒng)中，匝比K在工藝上是可以匹配的，全橋主電路其他參數(shù)的不匹配，如Lr、Lf、開關(guān)管的導通壓降不同，即使用相同的占空比D，二次側(cè)也不能得到相同的有效占空比De。為了分析全橋主電路的參數(shù)對輸出均壓的影響，在單輸出電壓環(huán)交錯控制下仿真各參數(shù)對均流均壓的影響。采用Saber仿真軟件對由兩個全橋模塊組成的IPOS變換器系統(tǒng)進行了仿真分析，主電路如圖2所示。主要參數(shù)為：輸入電壓270VDC(±10%)；輸出電壓120V；額定輸出電流25A；開關(guān)頻率100kHz；變壓器一二次側(cè)匝比K=11∶4。理論計算得到的主電路參數(shù)為：Lr1=Lr2=5μH、Lf1=Lf2=20μH、Cf1=Cf2=440μF。下面分析某個參數(shù)不一致對均流均壓的影響，此時認為其他參數(shù)完全一致。圖7給出了諧振電感不一致（Lr1=5μH、Lr2=10μH）時的仿真波形，從中可看出，此時各模塊輸入不均流，輸出不均壓，且諧振電感大的模塊上輸入電流小，輸出電壓低。圖8給出了輸出濾波電感不一致（Lf1=20μH、Lf2=40μH）時的仿真波形，從中可看出，各模塊輸入不均流，輸出不均壓，輸出濾波電感大的模塊上輸入電流大，輸出電壓高。圖9給出了輸出濾波電容不一致（Cf1=220μF、Cf2=440μF）時的仿真波形，從中可看出，輸出電容不一致不會導致各模塊輸入的不均流和輸出電壓的不均壓，這與文獻中輸出電容Cf1和Cf2不影響占空比的丟失是一致的。這里要強調(diào)的是，雖然兩輸出電容的大小是否相等對其上電壓的穩(wěn)態(tài)值沒有影響，但對系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)有影響的。由于半導體器件的分散性，各模塊的管壓降不可能完全一致。為了分析導通壓降不一致對均流均壓的影響，我們在2#模塊的整流管上串聯(lián)一個0.1?電阻。圖10給出了管壓降不一致時的仿真波形，從中可以看出，導通壓降不一致會導致各模塊輸入的不均流和輸出電容電壓的不均壓，且導通壓降大的模塊上輸入電流大和輸出電容電壓小。此外，控制芯片的鋸齒波峰值可能不相等也將導致一次側(cè)占空比D不相等。仿真波形如圖11所示，這里Vpp1=5.40V,Vpp2=4.59V。從圖中可看出，一次側(cè)占空比不一致會導致各模塊輸入的不均流和輸出電容電壓的不均壓，且鋸齒波峰值大的模塊輸入電流小和輸出電容電壓小。因此，全橋主電路參數(shù)的不匹配，如Lr、Lf、開關(guān)管的導通壓降、鋸齒波的幅值不同，都會使各模塊輸入不均流和輸出不均壓。而輸出電容不一致不會導致各模塊輸入不均流和輸出不均壓，但對系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)有影響。為了驗證本文所提出的輸出均壓控制方法的正確性，在模塊參數(shù)不匹配的情況下，采用圖5所示的均壓控制策略進行仿真。圖12給出了額定輸出條件下，輸入電壓在270V和297V之間突變時的仿真波形。變換器進入穩(wěn)態(tài)工作后，在t1時刻，輸入電壓突變到297V，當系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)后，將波形在t2時刻展開，如圖13所示。在t3時刻，輸入電壓又突變270V，經(jīng)過一段時間系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)，將波形在t4時刻展開，如圖14所示。從中可以看出，輸入電壓突變，采用輸出均壓控制，變換器可以實現(xiàn)輸入均流和輸出均壓。圖15給出了采用輸出均壓控制時，在額定輸入電壓270V的條件下，輸出電流從滿載突變到1/3負載后又突變到滿載時的仿真波形。變換器進入穩(wěn)態(tài)工作后，在t1時刻，輸出電流從滿載突變到1/3負載，經(jīng)過一段時間后，系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)。將仿真波形在t2時刻展開，如圖16所示。在t3時刻，輸出電流從1/3負載突變到滿載，經(jīng)過一段時間后，系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)。將仿真波形在t4時刻展開，如圖17所示。從中可以看出，對于負載擾動，采用輸出均壓控制，變換器可以實現(xiàn)輸入均流和輸出均壓。仿真結(jié)果表明，輸入均流控制可以保證輸出均壓，輸出均壓控制可以確保輸入均流。本文提出的輸入均流控制方案和輸出均壓控制方案能很好地保證多個模塊組成的IPOS直流變換器輸入電流均流和輸出電容電壓均分。6次電壓測試為了驗證該控制方案的正確性，在實驗室完成了一臺由兩個移相控制全橋變換器模塊組成的IPOS變換器系統(tǒng)，其參數(shù)為：輸入電壓270VDC（±10%）；輸出電壓180V；額定輸出電流6A；開關(guān)頻率100kHz；變壓器一二次側(cè)匝比K=14∶13。圖18和圖19分別對應(yīng)輸入電壓270V，額定輸出條件下，兩個全橋模塊的變壓器一次電壓vAB1、vAB2，一次電流ip1、ip2以及二次側(cè)整流后的電壓vrect1、vrect2和濾波電感電流iLf1、iLf2波形，從中可以看出兩個全橋模塊實現(xiàn)了輸入均流和輸出均壓，且實現(xiàn)了交錯控制。圖20為額定輸入電壓270V條件下，輸出電流從2.5A突變到6A（滿載）后又突變到2.5A時，輸出電流波形和兩個模塊輸出電容電壓波形，可以看出，負載突變時，兩模塊能很好地實現(xiàn)輸出均壓。圖21為額定輸出條件下，輸入電壓從