二極管罩面三電平逆變器控制策略的改進

二極管罩面三電平逆變器控制策略的改進

0中點電位平衡的調(diào)節(jié)控制策略自日本科學(xué)家a.nabae提出三個子帶的共識國家圖書館（nitrollcord）以來，該結(jié)構(gòu)在中壓斜橋的電機傳遞、電網(wǎng)補償和新能源發(fā)電等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。較之兩電平拓?fù)?NPC三電平逆變器具有輸出電壓更接近正弦波、電壓變化率小、等效開關(guān)頻率高、諧波小等特點。但由于NPC三電平逆變器負(fù)載電流通過各相橋臂在NPC三電平逆變器箝位中點產(chǎn)生了一定的交流電流,使2個直流分壓電容電壓不均并產(chǎn)生一定的交流波動。電容電壓不平衡會增大輸出電壓波形的諧波含量,同時會加大開關(guān)器件的電壓應(yīng)力,甚至?xí)p壞開關(guān)器件、擊穿直流側(cè)電容。目前,針對中點電位平衡一般有以下處理方式:改善硬件電路,采用多個獨立直流電源,或外加電壓補償電路向中點注入或抽取電流來均衡電容電壓;調(diào)節(jié)控制策略來平衡中點電位。前者由于增加了硬件設(shè)備,造成系統(tǒng)體積龐大,成本增加;而后者則通過改進控制算法實現(xiàn)中點電位平衡,在不增加系統(tǒng)成本的同時,亦能調(diào)整中點電位平衡。文獻論述了在空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)策略下,采用冗余小矢量補償?shù)姆椒ㄕ{(diào)節(jié)中點電位平衡,但需額外檢測中點電流方向及上、下電容電壓,且在進行參考矢量扇區(qū)判斷及計算基本矢量作用時間方面,要涉及較多三角函數(shù)運算和表格查詢,這些操作均給控制器帶來了很大的負(fù)擔(dān)。文獻提出了一種簡化的SVPWM算法,可以簡化扇區(qū)判斷及大量的三角函數(shù)運算,但仍通過調(diào)節(jié)正、負(fù)小矢量作用時間,同樣在高調(diào)制比時,由于冗余矢量的調(diào)節(jié)能力局限性,無法起到中點電位的平衡作用。文獻則利用基于虛擬空間矢量的調(diào)制方法,當(dāng)輸出三相電流之和為零時,能實現(xiàn)對中點電壓的全范圍控制,雖然解決了高調(diào)制比下的冗余小矢量調(diào)節(jié)能力的局限性,卻無法精簡計算量。本文在傳統(tǒng)SVPWM及虛擬空間矢量調(diào)制(VSVPWM)的基礎(chǔ)上,提出了一種改進的VSVPWM方法,該方法通過將虛擬空間矢量分解到60°坐標(biāo)系,無需進行扇區(qū)判斷以及大量三角函數(shù)的計算,即可解決中點電壓偏移問題。最后構(gòu)建了二極管箝位三電平逆變器模型,對該方法在中點電壓平衡控制上的有效性進行了驗證。1含兩相性三電平變壓器的電路NPC三電平逆變器的主電路如圖1所示。直流側(cè)通過2個串聯(lián)的電容把直流側(cè)的電壓分為3個電平,功率部分采用4個二極管與開關(guān)器件反并聯(lián),同時2個箝位二極管與內(nèi)側(cè)開關(guān)器件并聯(lián),其中心抽頭和直流側(cè)電容的中點相連實現(xiàn)中點箝位,使每個開關(guān)器件理論上只承受1/2的直流母線電壓。如圖1(a)所示,每相有4個開關(guān)器件,橋臂輸出電壓有3個值,當(dāng)VT1和VT2導(dǎo)通時,輸出電平Ed/2記作P電平;當(dāng)VT2和VT3導(dǎo)通時,輸出電平為0,記作O電平;當(dāng)VT3和VT4導(dǎo)通時,輸出電平-Ed/2,記作N電平。因此,NPC三電平逆變器一共可輸出33=27種電壓狀態(tài)組合,其中獨立矢量個數(shù)為19。再將三相電壓代入式(1),可得到圖1(b)所示的NPC三電平逆變器的基本空間矢量圖。2不同矢量幅值的比較參照圖1(b)所示三電平NPC逆變器的空間矢量圖,按基本矢量幅值的不同,可將其分為大矢量、中矢量、小矢量和零矢量4組。除零矢量外,其余的18個基本矢量將空間矢量圖分為A~F6個扇區(qū),每個大扇區(qū)又可分為4個小三角形。2.1基本矢量正、負(fù)小矢量對中點電位控制的影響傳統(tǒng)SVPWM方法的基本思路是根據(jù)參考電壓矢量所在扇區(qū)及小三角形區(qū)域選擇其鄰近的3個基本矢量,再利用伏秒平衡原理計算各個基本矢量的作用時間,最后采用七段式或五段式調(diào)制生成所需的PWM波形。但參考電壓矢量所在扇區(qū)、小三角形區(qū)域判斷及基本矢量作用時間的計算需要進行復(fù)雜的運算。所有基本矢量中,大矢量和零矢量對中點電壓沒有影響;而中矢量和正、負(fù)小矢量對中點電壓的影響見表1。以A扇區(qū)為例,由表1可知,正、負(fù)小矢量對中點電位的影響恰好相反,由于中矢量沒有冗余矢量,可供選擇用于控制中點電位的冗余矢量只有小矢量,因此,通過選擇位于同一點的正、負(fù)小矢量的作用時間即可有效地控制中點電位。但在調(diào)制度和一定的功率因數(shù)角時,存在由于中矢量引起的中點電位無法平衡的區(qū)域。在一個采樣周期Ts內(nèi),根據(jù)最近三矢量NTV(theNearestThreespaceVector)合成方法,對于參考電壓矢量Uref,可用3個基本電壓矢量合成。由伏秒平衡原理,求解式(2)可得各扇區(qū)內(nèi)基本矢量的作用時間,并基于此生成PWM波形。為實現(xiàn)中點電位的平衡控制,可分配位于同一點的正、負(fù)小矢量的作用時間?；趥鹘y(tǒng)SVPWM方法的分區(qū)算法及各基本矢量作用時間的分配算法已有許多文獻進行過詳述,此處不再贅述。2.2虛擬矢量的合成為解決傳統(tǒng)SVPWM方法無法實現(xiàn)全范圍的中點電位平衡調(diào)節(jié),文獻[16-18]對此進行了改進,提出利用基于虛擬空間矢量VSV(VirtualSpaceVector)的合成方法,理論上可以對中點電位進行完全控制。由于在一個Ts內(nèi),合理分配正、負(fù)小矢量各自的作用時間即可消除小矢量對中點電位的影響,但中矢量卻沒有冗余矢量抵消其對中點電位的影響,因此設(shè)計虛擬矢量的中矢量作用時,中點電流為零,即實現(xiàn)其對中點電位無影響。以A扇區(qū)為例,由于基本中矢量U3對應(yīng)的中點電流為ib,在其不為零時,會引起中點電位的偏移。同時考慮到通常PWM波形的采樣周期Ts很短,可以假設(shè)在一個采樣周期內(nèi),各相輸出電流值基本不變。因此在該采樣周期內(nèi)引入U1P和U4P(兩者對應(yīng)的中點電流分別為ia和ic),當(dāng)輸出三相電流之和為零時,只要上述3個基本矢量作用時間相同,即可實現(xiàn)該Ts周期內(nèi)iNP=0。由于在一個采樣周期Ts內(nèi),平均中點電流為零,則中點電位的偏移為零。因此,引入虛擬矢量U3′如圖2所示。新的虛擬矢量U3′將A扇區(qū)劃分為5個小三角形區(qū)域,參考矢量的合成原則仍為伏秒平衡原理。當(dāng)參考矢量如圖2所示,位于A2區(qū)域時,其參考矢量合成關(guān)系為盡管VSVPWM方法能夠?qū)χ悬c電位進行完全控制,但沒有降低傳統(tǒng)SVPWM方法的計算復(fù)雜程度。3對中點電位的影響設(shè)計虛擬矢量的原則仍為虛擬矢量的中點電流為零,即其對中點電位沒有影響。同時,為簡化傳統(tǒng)虛擬矢量的扇區(qū)判斷以及基本矢量作用時間的計算量,提出一種新穎的虛擬中矢量等效方法。3.1虛擬中矢量u3#以A區(qū)基本中矢量U3(PON)為例,設(shè)虛擬中矢量為虛擬中矢量U3*作用時,中點電流iNP=k(ia+ib+ic),通常對于傳統(tǒng)虛擬空間矢量,存在各基本矢量作用時間上的限制?？紤]到一個采樣周期Ts滿發(fā)時,即每個基本合成矢量的作用時間均為Ts/3,而將k取值為1/3,如式(6)所示。如果減小參考矢量空間上的范圍,去除基本矢量作用時間上的限定,如式(7)所示,使得虛擬中矢量U3*與基本中矢量U3位置重疊,如圖3所示。參考矢量幅值上放大了1.5倍,因此,為保證1.5Uref的調(diào)制比不超出1,則實際參考電壓Uref最大值不能超過原來的2/3。即通過虛擬矢量空間尺度的放大,進一步減少小扇區(qū)的劃分,以簡化計算。由平行四邊形法則可得U1P+U4P=U3,因此,在矢量圖上U3*與U3位于同一點。A扇區(qū)減少為A1、A2、A3以及A44個小三角形區(qū)域,參考矢量的合成原則仍為最近三矢量原理。當(dāng)參考矢量位于A3區(qū)域時,其合成方程為U2的作用不影響中點電位,U1作用時只要平均分配其對應(yīng)的正、負(fù)矢量的作用時間,即可消除其對中點電位的影響。U1P的中點電流為ia,U4P的中點電流為ic,U3的中點電流為ib。因此,將U3*的作用時間均勻分配給3個合成矢量U1P、U4P和U3,即可保證在每個采樣周期內(nèi)流入中點的電流始終為零,從而保持中點電位平衡。根據(jù)表2即可求得其余5個大扇區(qū)的虛擬矢量合成選擇,詳見表3。3.2-坐標(biāo)系為簡化扇區(qū)判斷及大量三角函數(shù)的運算,采用非正交的60°坐標(biāo)系進行基本矢量作用時間的計算,同時避免了扇區(qū)的判斷。設(shè)采用的60°坐標(biāo)系為g-h坐標(biāo)系,取g軸與α-β坐標(biāo)系中α軸重合,逆時針旋轉(zhuǎn)60°為h軸。設(shè)參考矢量Uref在α-β坐標(biāo)系下的坐標(biāo)為(urα,urβ),由線性關(guān)系可得其在g-h坐標(biāo)系下的坐標(biāo):由Clark變換可得a-b-c三相靜止坐標(biāo)系與g-h坐標(biāo)系之間的關(guān)系:根據(jù)式(10),可將由圖1(b)所示的NPC三電平基本矢量變換到g-h坐標(biāo)系下,如圖4所示。3.3基本合成矢量的選取由圖4可知,在g-h坐標(biāo)系下,全部基本矢量均為二維整數(shù),所以對于空間參考矢量Uref(urg,urh),距其最近的4個基本矢量,可由其在60°坐標(biāo)系下的坐標(biāo)向上和向下取整得到。以圖4中參考矢量Uref為例,對其坐標(biāo)取整所得4個基本矢量為其中,ceil(urg)、floor(urg)分別為參考電壓g軸分量urg向上和向下取整;同理,ceil(urh)、floor(urh)分別為urh向上和向下取整。根據(jù)上述取整原則,這4個基本矢量終點將構(gòu)成等邊四邊形,且該圖形必定包含參考矢量Uref。同樣采用最近三矢量原則,選取基本合成矢量。根據(jù)基本代數(shù)原理,Ucf、Ufc總是距Uref最近的2個矢量。第3個最近的基本矢量應(yīng)當(dāng)位于由Ucf和Ufc終點所連對角線的同一側(cè),此對角線方程為由此,即可根據(jù)式(13)的符號,確定第3個基本矢量。若式(13)的值大于0,則第3個最近的基本矢量為Ucc,反之則為Uff。以圖4為例的參考矢量Uref的3個基本合成矢量為、和。3.4虛擬矢量的自適應(yīng)識別在一個采樣周期Ts內(nèi),采用最近三矢量合成原理,以A扇區(qū)為例,每個小三角形矢量選擇見表4。確定了3個最近的合成矢量后,根據(jù)伏秒平衡原理可得:其中,U1=Ucf,U2=Ufc,U3則根據(jù)式(13)確定為U3=Uff或者U3=Ucc。由于所有開關(guān)狀態(tài)的坐標(biāo)均為整數(shù),因此式(14)中各矢量作用時間t1、t2和t3的解則是基于參考電壓Uref的小數(shù)部分簡單代數(shù)運算而得的。當(dāng)U3=Uff時,可解得:同理,當(dāng)U3=Ucc時,可解得:根據(jù)式(15)(16)可解得各合成虛擬矢量的作用時間,且可省去扇區(qū)判斷過程,并避免進行復(fù)雜的三角函數(shù)運算,大幅簡化計算量。確定各基本矢量及作用時間后,為使開關(guān)器件損耗最小,各開關(guān)序列之間應(yīng)只有2個開關(guān)器件動作,且開關(guān)狀態(tài)不能跳變,只可由P-O-N,P與N之間卻不能直接變換。此外,為了各小扇區(qū)間矢量的平穩(wěn)過渡,在A扇區(qū)全部采用相同的正小矢量U4P為首尾矢量。同理,其余5個大扇區(qū)的首尾矢量分別為U7P、U10P、U13P、U16P和U1P。圖5中(a)~(d)分別為參考矢量Uref位于A1、A2、A3和A4小扇區(qū)時每相輸出電壓矢量的開關(guān)時序和作用時間。4改進的svpwm算法為驗證所提出的基于改進虛擬空間矢量的NPC三電平逆變器中點電壓平衡控制方法的有效性,建立了基于Simulink的逆變器仿真模型。仿真參數(shù)如下:直流側(cè)電壓Ed=1kV,直流分壓電容C1=C2=2200μF,工頻條件下阻感負(fù)載阻抗模為15Ω。調(diào)制波為工頻三相平衡參考電壓,仿真結(jié)果給出了采樣頻率為5kHz的系統(tǒng)運行波形,如圖6、7所示,驗證了在NPC三電平逆變器中采用該算法的有效性。同時,在調(diào)制比一定的情況下,該算法對于電容中點電壓的平衡控制遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)SPWM方法。其中傳統(tǒng)載波層疊式調(diào)制方法中,電容中點電位出現(xiàn)了明顯的3倍于輸出基波頻率的波動。此外,在低功率因數(shù)情況下,改進的SVPWM算法對于電容中點電位效果更優(yōu)。但將調(diào)制比提高為1后,如圖8所示,較之高功率因數(shù)負(fù)載時,