具有省電模式的ucr反激式pwm控制器設(shè)計(jì)

具有省電模式的ucr反激式pwm控制器設(shè)計(jì)

1交流高效負(fù)載控制及工作原理隨著電子技術(shù)的發(fā)展，不同信息系統(tǒng)對(duì)功耗的要求越來(lái)越高。降低電源插款的工作量已成為當(dāng)前最明確的油耗指標(biāo)。目前，歐洲和美國(guó)對(duì)存在于不同數(shù)量的負(fù)載消耗有嚴(yán)格的規(guī)定。歐洲經(jīng)濟(jì)協(xié)會(huì)（epc）為不同數(shù)量的負(fù)載提供了明確的指標(biāo)。例如，自2005年1月1日起，輸入功率為15.50w的電源系統(tǒng)的待機(jī)能耗應(yīng)小于0.5w。2001年7月，美國(guó)已要求政府機(jī)構(gòu)購(gòu)買小于1w的電器產(chǎn)品。因此，低機(jī)間失敗器已成為電池裝置的設(shè)計(jì)方向。對(duì)于反激式(flyback)PWM控制器,主要的功耗包括傳導(dǎo)損失(conductionloss)、切換損失(switchingloss)以及控制電路自身的消耗,這些損耗都與開(kāi)關(guān)頻率有很大的關(guān)系.較高的開(kāi)關(guān)頻率可以降低轉(zhuǎn)換器對(duì)儲(chǔ)能元件(電感與電容)大小的要求,但是當(dāng)負(fù)載減輕時(shí),采用相同的開(kāi)關(guān)頻率只會(huì)減小實(shí)功和視在功的比值,所以在相同條件下降低開(kāi)關(guān)頻率就可以有效地提高實(shí)功的效率,由此希望轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率能隨負(fù)載的變化而變化,以便最大限度地降低功耗.目前已有多種變頻方法應(yīng)用到電源管理集成電路上,其中以PWM和PFM雙模調(diào)制技術(shù)為主,但是都應(yīng)用DC/C轉(zhuǎn)換器集成電路設(shè)計(jì),而沒(méi)有應(yīng)用于AC/DC轉(zhuǎn)換的PWM控制器集成電路.PWM和PFM雙模調(diào)制技術(shù)是根據(jù)明確的負(fù)載點(diǎn),由內(nèi)部電路負(fù)責(zé)PWM和PFM調(diào)制模式的切換,保障重載和輕載的轉(zhuǎn)換效率,主要用于DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì).本文所采用的變頻技術(shù)包括截止時(shí)間調(diào)制技術(shù)及間歇模式技術(shù),主要用于AC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì),而且適于CMOS工藝實(shí)現(xiàn).截止時(shí)間調(diào)制技術(shù)的主要思想是:當(dāng)負(fù)載減輕時(shí),相應(yīng)地增大轉(zhuǎn)換器的關(guān)斷時(shí)間,以此降低開(kāi)關(guān)頻率.由于是逐周期的調(diào)整脈寬,電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力可得到進(jìn)一步的提高,本文稱該模式為變頻模式.由于轉(zhuǎn)換器芯片的輸出脈沖與其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)相對(duì)應(yīng),因此對(duì)于電容充放電式振蕩器,可通過(guò)改變振蕩器的放電電流來(lái)調(diào)整鋸齒波的頻率,進(jìn)而控制轉(zhuǎn)換器輸出脈沖的關(guān)斷時(shí)間.間歇模式的原理是:在空載情況下,關(guān)斷轉(zhuǎn)換器輸出,只依靠變壓器儲(chǔ)存的能量維持負(fù)載端工作,當(dāng)能量下降到一定值時(shí),再啟動(dòng)轉(zhuǎn)換器為變壓器補(bǔ)充能量,之后再次關(guān)斷轉(zhuǎn)換器輸出.這樣既降低了待機(jī)功耗,又使系統(tǒng)能及時(shí)響應(yīng)負(fù)載端的變化.2高效功率限制閾值電壓的設(shè)計(jì)圖1為具有低待機(jī)功耗的高集成度CMOS反激式PWM控制器,具有以下一些特點(diǎn)和功能:變頻模式、間歇模式、低啟動(dòng)電流、前沿消隱、同步斜率補(bǔ)償、輸出功率限制點(diǎn)穩(wěn)定、PWM頻率可編程、過(guò)壓保護(hù)、過(guò)溫保護(hù)及欠壓鎖定等.為了減少待機(jī)功耗,在輕載條件下,可以通過(guò)調(diào)節(jié)關(guān)斷時(shí)間來(lái)線性減小PWM開(kāi)關(guān)頻率;在空載條件下,進(jìn)入間歇模式工作,完全關(guān)斷PWM輸出,在VDD降至欠壓鎖定值之前輸出重新啟動(dòng).由于整個(gè)系統(tǒng)屬于峰值電流模式控制型,所以為了保持峰值電流模式控制的穩(wěn)定性,設(shè)計(jì)有同步斜率補(bǔ)償電路.為了保證在交流輸入電壓為90～264VAC的范圍內(nèi)輸出功率限制點(diǎn)恒定不變,將功率限制閾值電壓設(shè)計(jì)成隨輸入電壓VIN變化的值.由于每次功率MOSFET打開(kāi)時(shí)敏感電阻上都會(huì)出現(xiàn)上電尖峰.為防止開(kāi)關(guān)脈沖過(guò)早地被關(guān)斷,設(shè)計(jì)有前沿消隱電路,產(chǎn)生360ns的前沿空白時(shí)間.VIN為芯片的啟動(dòng)輸入端,通過(guò)上拉電阻被上拉至整流輸出的線電壓;在正常工作狀態(tài)下,該腳還用于檢測(cè)線電壓,以補(bǔ)償輸出功率限制點(diǎn),使得在90～264VAC輸入范圍內(nèi),功率限制點(diǎn)保持不變.FB為反饋端,通過(guò)光耦來(lái)反饋負(fù)載的大小,負(fù)載變輕時(shí),FB電壓降低,反之,FB電壓升高.該管腳的信號(hào)和管腳Sense的感應(yīng)信號(hào)決定了PWM信號(hào)的占空比.RI為基準(zhǔn)設(shè)置端,通過(guò)一個(gè)電阻接地,可以為反激式PWM控制器提供一個(gè)穩(wěn)定的電流源.該電流為一內(nèi)部電容充電,決定了開(kāi)關(guān)頻率.RT為溫度檢測(cè)端,用于過(guò)熱保護(hù).該腳通過(guò)一個(gè)具有負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻接地.溫度升高時(shí),熱敏電阻阻抗變低,當(dāng)RT腳的電壓低于1.05V時(shí),PWM輸出將被關(guān)斷.Sense為電流檢測(cè)端,電流檢測(cè)電阻上的電壓用于電流模式控制和周期性電流限制.Gate為輸出驅(qū)動(dòng)端,為功率MOSFET管提供圖騰柱輸出驅(qū)動(dòng).利用軟驅(qū)動(dòng)波形來(lái)改善EMI特性.3重要的電路設(shè)計(jì)3.1振蕩電路工作原理根據(jù)省電模式的設(shè)計(jì)要求,提出如下的電路結(jié)構(gòu):在正常負(fù)載條件下,振蕩器提供固定的足夠高的切換頻率fS,normal(為符合EMI檢測(cè)和降低開(kāi)發(fā)成本,其二次諧波應(yīng)小于150kHz).當(dāng)負(fù)載減輕時(shí),振蕩器進(jìn)入變頻模式,即頻率應(yīng)隨負(fù)載的變化而線性變化(最低頻率fS,green應(yīng)不低于音頻的工作范圍),當(dāng)負(fù)載繼續(xù)降低至空載,振蕩器將進(jìn)入間歇模式.負(fù)載的狀態(tài)可通過(guò)光耦合器得到,原理如圖2所示,將光耦合器的反饋電流IFB與集成電路內(nèi)部固定電流IA做適當(dāng)比例的耦合得到反饋電流IFB,再通過(guò)電阻轉(zhuǎn)換為反饋電壓VFB,進(jìn)入電源集成芯片系統(tǒng).當(dāng)負(fù)載增大時(shí),負(fù)載端輸出電流增加,則反饋電流IFB減少,反饋電壓VFB增加,使得PWM工作頻率增加;當(dāng)負(fù)載降低時(shí),輸出電流減少,則反饋電流IFB增加,反饋電壓VFB減少,使得PWM工作頻率減少.以PC-817為例,當(dāng)VFB大于2.1V時(shí),負(fù)載端為滿載狀態(tài),振蕩器工作在最大頻率;當(dāng)VFB介于1.6～2.1V之間時(shí)為輕載狀態(tài),振蕩器工作在變頻模式;當(dāng)小于1.6V后為空載狀態(tài),振蕩器工作在間歇模式.圖3為PWM振蕩器電路原理圖,其中電流源I3用來(lái)產(chǎn)生充電電流IC;I1,I2則分別用于限制變頻模式和間歇模式下放電電流的最大值,從而控制其對(duì)應(yīng)的最高開(kāi)關(guān)頻率值.放電電流IDIS由兩路電流按比例鏡像產(chǎn)生,一路是由變頻模式下的電流Igreen得到,另一路是由間歇模式下的電流Iburst得到.由于這兩種模式不會(huì)同時(shí)工作,所以Igreen和Iburst不會(huì)相互影響.當(dāng)Igreen或Iburst的比例電流IDIS小于IDIS,min(該電流對(duì)應(yīng)振蕩器以最低頻率振蕩時(shí)的放電電流值)時(shí),V1和V2的電壓值會(huì)變低并將ctrl電平置高來(lái)關(guān)斷放電通路,從而限制了振蕩器的低頻范圍.設(shè)fS,normal為振蕩器最高頻率,fS,green為振蕩器最低頻率,VSAW,HI和VSAW,LO分別為鋸齒波的上下限電壓,充電電流為IC.鋸齒波導(dǎo)通時(shí)間與充電電流的關(guān)系為:ton=CTB(VSAW,HI?VSAW,LO)IC(1)ton=CΤB(VSAW,ΗΙ-VSAW,LΟ)ΙC(1)截止時(shí)間與放電電流的關(guān)系為:toff,normal=CTB(VSAW,HI?VSAW,LO)IDIS?max(2)toff,green=CTB(VSAW,HI?VSAW,LO)IDIS?min(3)toff,normal=CΤB(VSAW,ΗΙ-VSAW,LΟ)ΙDΙS?max(2)toff,green=CΤB(VSAW,ΗΙ-VSAW,LΟ)ΙDΙS?min(3)根據(jù)以上公式,可以求出電容CTB的大小及最大放電電流IDIS,max和最小放電電流IDIS,min的值,進(jìn)而可推導(dǎo)出Igreen和IDIS的比例關(guān)系,以及IDIS和Iburst的比例關(guān)系.3.2共源共柵結(jié)構(gòu)的晶體結(jié)構(gòu)利用線性電源電路結(jié)構(gòu)將反饋電壓VFB轉(zhuǎn)換為與負(fù)載的狀態(tài)成線性關(guān)系的電流Igreen,如圖4(a)所示.當(dāng)VFB減小時(shí),N1管的導(dǎo)通能力減弱,使得Igreen電流降低,最終減小振蕩器的放電電流.由于VFB變化范圍較小而此處又要求高的靈敏度,所以運(yùn)放AMP2采用折疊共源共柵結(jié)構(gòu),一方面保證有較高的增益,另一方面通過(guò)提高輸出阻抗使得N1管漏極電壓的變化對(duì)源極電壓的影響減小,提高電流Igreen與VFB的線性關(guān)系.V1為芯片內(nèi)部一基準(zhǔn)電壓,其大小要求比VFB=1.6V時(shí)對(duì)應(yīng)的VFB值略低一點(diǎn).這是由于當(dāng)VFB=1.6V時(shí),要求VFB與V1有一定的電壓差值以產(chǎn)生足夠大的Igreen,保證振蕩器以最低臨界頻率振蕩.而當(dāng)VFB繼續(xù)降低時(shí),比較器COMP1會(huì)將N1管的漏極電壓拉至最高電位從而關(guān)斷Igreen,使得VFB電壓須回升到1.6V時(shí)才能產(chǎn)生Igreen,既可提高FB端引腳的抗干擾能力,又進(jìn)一步降低芯片自身的功耗損失.間歇模式的控制與變頻模式類似,如圖4(b)所示,當(dāng)VDD電壓低于一定值后,R3電阻上產(chǎn)生壓降,N2管導(dǎo)通產(chǎn)生電流Iburst,振蕩器開(kāi)始工作,并隨著VDD下降而線性增高頻率,當(dāng)VDD電壓回升足夠高后N2管將關(guān)斷,使振蕩器停止工作.4tm控制器測(cè)試基于SinoMOS1μm40VCMOS工藝BSIM3V3Spice模型,在Cadence環(huán)境下,使用Hspice對(duì)電路進(jìn)行了仿真.圖5所示為FB端電壓取不同值時(shí)PWM鋸齒波的波形.其中在VFB大于2.1V時(shí),鋸齒波的頻率保持在65kHz;當(dāng)VFB小于2.1V后,鋸齒波頻率隨之下降,最低保持在22.5kHz;當(dāng)VFB小于1.6V后,振蕩器停止工作,VDD電壓隨之開(kāi)始下降,在VDD降至12V時(shí),鋸齒波以22.5kHz頻率起振.圖6為集成具有省電模式的CMOS振蕩器電路的反激式PWM控制器芯片顯微照片,有效芯片面積為2.06mm×1.55mm.圖7為芯片在不同負(fù)載條件下的開(kāi)關(guān)輸出波形,比較其波形頻率與仿真結(jié)果,可以看出該振蕩器工作穩(wěn)定,無(wú)負(fù)載時(shí)的PWM頻率為21.7kHz,達(dá)到了省電模式的要求.圖7為PWM控制器的系統(tǒng)驗(yàn)證圖,其中U1為作者所設(shè)計(jì)的PWM控制器芯片,芯片F(xiàn)B端直接與光耦反饋端相連,反饋負(fù)載的大小,從而改變相應(yīng)的工作模式,測(cè)試波形如圖8所示.圖7的系統(tǒng)在50Hz交流220V輸入,輸出電壓為直流12V,額定2.5A輸出電流時(shí),轉(zhuǎn)換效率為85.2%,輸出建立時(shí)間為10ms,線性調(diào)整率小于1%,負(fù)載調(diào)整率小于5%,輸出電壓紋波小于50mV,無(wú)負(fù)載的功耗小于0.3W,遠(yuǎn)低于國(guó)際能源署2006年所提出的待機(jī)功耗小于1W的標(biāo)準(zhǔn),也符合美國(guó)環(huán)保署(EPA)用于單電壓外部AC/DC電源的能源之星節(jié)能標(biāo)準(zhǔn)(待機(jī)功耗小于0.5W),符合歐洲的藍(lán)天使節(jié)能標(biāo)準(zhǔn)(待機(jī)功耗小于0.3W).圖9為VDD=20V,VFB大于2.1V時(shí),PWM頻率的溫度特性,在-40～125℃溫度范圍內(nèi),PWM頻率在65～66kHz,基本不受溫度的影響.圖10為電源電流的溫度特性,其中圖10(a)為啟動(dòng)電流的溫度特性,在-40～125℃溫度范圍內(nèi),啟動(dòng)電流基本在17～18μA,基本不受溫度的影響,也完全符合低功耗的要求;圖10(b)為正常工作電流的溫度特性,在-40～125℃溫度范圍內(nèi),正常工作電流在3.5～4.0mA,基本不受溫度的影響,也完全符合甚低功耗的要求.圖11為VFB大于2.1V時(shí)的電源電壓與電源電流關(guān)系的測(cè)試結(jié)果,當(dāng)VDD小于12V時(shí),IVDD接近于零,即PWM振蕩器和系統(tǒng)電路不工作;當(dāng)VDD大于12V時(shí),IVDD迅速提高,PWM振蕩器和系統(tǒng)電路開(kāi)始正常工作,與省電模式的設(shè)計(jì)值相符合.目前的PWM控制器芯片均采用雙極集成電路工藝,其PWM頻率沒(méi)有實(shí)現(xiàn)根據(jù)負(fù)載的變化而變化,其轉(zhuǎn)換效率比較低,自身的消耗功率比較大.本文基于高壓CMOS工藝提出的PWM控制器,具有轉(zhuǎn)換效率高,自身消耗功率小的特點(diǎn),完全符合全世界各種綠色技能標(biāo)準(zhǔn).目前這方面的文獻(xiàn)還沒(méi)有查到,所以暫時(shí)沒(méi)有比較結(jié)果.5仿真結(jié)果與分析討論了開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)降低電能消耗的方法,基于Sin