高速電路過孔過孔對信號傳輸質(zhì)量的影響

高速電路過孔過孔對信號傳輸質(zhì)量的影響

1過孔產(chǎn)生的問題隨著數(shù)據(jù)速度的增加，信號的完整性已成為一個非常重要的設(shè)計問題。過孔是連接多層PCB中不同層走線的導體,低頻的時候,過孔不會對信號傳輸產(chǎn)生影響,但隨頻率增加(1GHz以上)和信號上升沿的變陡(小于等于1ns),過孔將不能簡單的被看著電氣連接,而必須考慮其對信號完整性的影響。過孔在傳輸線上表現(xiàn)為傳輸線阻抗不連續(xù)的斷點,會造成信號的反射。研究表明,最大的過孔等效阻抗比傳輸線阻抗低12%,那么特性阻抗為50Ω的傳輸線在經(jīng)過過孔時阻抗會減小6Ω(具體情況跟過孔的尺寸、板厚有關(guān),不是絕對的減小)。過孔因阻抗不連續(xù)而造成的反射較小,其反射系數(shù)為:(44-50)/(44+50)=0.06,過孔產(chǎn)生的問題更多地集中于寄生電容和電感。過孔的寄生電容給電路造成的主要影響是延長信號的上升時間,降低電路的速度;而寄生電感會削弱旁路電容的貢獻,減弱整個電源系統(tǒng)的濾波效用。2孔超載對信號傳輸?shù)挠绊?.1過孔影響下的過孔角度每個過孔都含有寄生電容和電感,圖1為單端過孔LC等效模型。等效模型中C是寄生電容,L是寄生電感,可通過公式計算。過孔的寄生電容可通過式(1)計算:式中D2為接地面上隔離環(huán)直徑(mm),D1為過孔的焊盤直徑(mm),T為PCB厚度(mm),εr為介質(zhì)層介電常數(shù)值,C為過孔寄生電容量(pF)。過孔的寄生電容給電路造成的影響是延長了高頻信號的上升時間,降低了電路的速度,這在高頻信號傳輸時需引起重視。例如:對于板厚為50mil的PCB,如果孔徑為10mil,焊盤直徑為20mil,與地平面之間的隔離環(huán)直徑為30mil,介質(zhì)層介電常數(shù)為4.2,通過公式(1)算出過孔的寄生電容大約為0.592pF。對于一個50Ω的傳輸線,該過孔將使信號上升時間發(fā)生變化,變化量可通過式(2)計算:由式(2)可以計算出,過孔電容引起的上升時間變化量為32.56ps,盡管該過孔寄生電容引起的信號延遲效應不是很明顯,但對于高速電路設(shè)計來說,應該予以高度重視,尤其是走線中多次使用過孔進行層間的切換。對于數(shù)字電路設(shè)計者來說,過孔的寄生電感帶來的危害,往往大于寄生電容的。每個過孔都有寄生串聯(lián)電感,其主要影響是降低了電源旁路電容的有效性,使整個電源供電濾波效果變差。公式(3)可用于計算過孔的寄生電感:式中,L為過孔的寄生電感(nH),h為過孔長度(mm),d為過孔直徑(mm)。從公式(3)發(fā)現(xiàn)過孔的直徑對電感的影響相對較小,而對寄生電感影響最大的是過孔的長度。同樣采用上面的例子,計算出過孔的寄生電感為1.02nH。過孔寄生電感引起的等效阻抗可用公式(4)計算:當信號上升時間為1ns時,其等效阻抗大小為3.20Ω,這樣的阻抗在高頻信號傳輸時是不能夠被忽略的。通過公式(1)和(3)可以看出,過孔的寄生電容、電感與孔徑、長度等參數(shù)有關(guān)。為分析過孔設(shè)計參數(shù)對阻抗連續(xù)性及信號完整性的影響,Chang等采用全波仿真軟件HFSS建立了連接上、下兩層單端微帶線過孔的三維物理模型(見圖2),并通過軟件模擬計算了孔徑、孔長度對單端過孔阻抗及S參數(shù)的影響。當過孔直徑由0.1mm增加至0.9mm過程中,過孔的TDR曲線、S11和S21曲線變化情況見圖3。由圖看出,隨孔徑由0.1mm~0.9mm范圍內(nèi)增加,過孔引起的阻抗變化由5Ω增至15Ω,表明孔徑增加,引起了更大的阻抗不連續(xù),并導致更高的插入損耗和反射損耗。高速電路設(shè)計中,阻抗變化一般控制在±10%范圍,對于該微帶線模型,阻抗偏差應控制在5Ω內(nèi),這表明孔徑應控制在0.3mm內(nèi)。Chang等還利用HFSS軟件研究了過孔長度對信號完整性的影響,結(jié)果表明:當過孔長度由0.8mm增至2.8mm,阻抗變化值由3Ω增至13Ω,即隨導通孔長度增加,阻抗不連續(xù)程度不斷增加,且引起的插入和反射損耗幅度也隨之增大。除過孔直徑、長度外,過孔的焊盤、反焊盤尺寸也會影響過孔的阻抗、S參數(shù)。對此,張華通過全波仿真軟件模擬得出,在過孔、反焊盤尺寸固定的情況下,焊盤直徑由0.5mm~0.7mm范圍內(nèi)變化,插入損耗與反射損耗呈不斷增加趨勢,且焊盤直徑越小,TDR響應波形就越接近于理想電壓源的輸出響應。在過孔、焊盤尺寸固定時,反焊盤直徑由0.5mm增加至1.1mm時,過孔的插入損耗與反射損耗呈減小趨勢,但是隨著反焊盤尺寸的增加,上述變化趨勢將趨緩,當反焊盤尺寸增大至0.9mm時,這種趨勢基本上變化不大,甚至出現(xiàn)“反彈”;此外,反焊盤直徑越大,過孔的TDR響應波形越接近于理想電壓源的輸出響應。當頻率高于2GHz~3GHz時,上述特性更趨明顯。2.2差分過孔的等效電路模型與單端相比,對差分線過孔信號完整性的研究相對較少。影響差分過孔的因素要比單端過孔的情況復雜得多,由于是耦合線,所以還要考慮焊盤之間、過孔之間耦合的影響。為研究差分過孔,Cao等建立了差分過孔的等效電路模型見圖4。張格子等通過HFSS仿真模擬比較了有過孔與沒有過孔差分微帶線的SDD21參數(shù)(圖5)。由圖看出,頻率低于5GHz時,有、無過孔差分微帶線的SDD21參數(shù)相差不大,但隨頻率進一步增加,SDD21參數(shù)相差逐漸增大,在10GHz時,相差0.5dB。張華等同樣利用仿真軟件對差分過孔、焊盤及反焊盤的尺寸大小對高速差分信號傳輸?shù)挠绊戇M行了研究。研究表明:差分過孔直徑與Sdd21、Sdd11參數(shù)成反比,即與差分過孔的差模插損與差模反射成正比;焊盤直徑與Sdd21參數(shù)成反比,即與差分過孔的差模插損成正比,焊盤直徑與Sdd11參數(shù)成正比,即與差模反射成正比;反焊盤直徑與Sdd21參數(shù)成正比,即與差分過孔的差模插損成反比,反焊盤直徑與Sdd11參數(shù)成反比,即與差模反射成反比。為比較信號在差分線與過孔上傳輸速率差異,Wang等介紹了一種工程近似方法,采用傳輸線的等效電路模型來分段建模差分過孔(圖6)。通過模擬計算得出,信號由0位置傳輸至1位置所需時間約為129.7ps,信號在差分線上傳輸速率Vline為1.716×108m/s;而信號有1位置傳輸至2位置需時20.5ps,即信號通過過孔區(qū)域的傳輸速率Vvia為1.43×108m/s。由此可見,由于過孔對信號的延遲效應,信號在差分過孔中的傳輸速度小于差分微帶線中的。此外,Wang等還通過模擬計算0-50GHz范圍內(nèi)差分過孔的S參數(shù),結(jié)果顯示,頻率低于10GHz時,過孔對差分信號影響較小,而當信號頻率高于10GHz后,過孔對信號完整性的影響開始出現(xiàn)。若能將差分過孔的阻抗控制得和差分導線阻抗匹配,信號反射就會降低,信號傳輸?shù)馁|(zhì)量就會提高,系統(tǒng)就會穩(wěn)定工作。為達到該目的,許壽國等建立了差分過孔阻抗與差分導線阻抗匹配的方法。其基本原理為:由于差分過孔的結(jié)構(gòu)類似雙金屬導線,其互感和互容可通過公式(5)獲得:其中μ為磁導率,d為兩過孔中心距離,r為過孔半徑。其中ε為介電常數(shù),d為兩過孔中心距離,r為過孔半徑大小。差分過孔的特性阻抗值可通過公式(5)和(6)推導得式(7):其中,η=(μ/ε)1/2、η為本征阻抗,εr為相對介電常數(shù)。該公式提供了差分過孔阻抗與差分導線阻抗的匹配方法。3高速通道設(shè)計技術(shù)3.1導通孔短柱長度在高速多層PCB中,當信號從頂層傳輸?shù)絻?nèi)部某層時,用通孔連接就會產(chǎn)生多余的導通孔短柱。短柱的長度極大地影響著信號的傳輸質(zhì)量。使用盲孔可避免導通孔短柱的形成,但工藝復雜且成本高。所以對于導通孔短柱的研究有助于平衡成本與性能。侯瑩瑩等通過軟件模擬獲得了不同短柱長度情況下的傳輸損耗,結(jié)果見圖7。由圖看出,多余的導通孔短柱產(chǎn)生的附加電容引起了諧振。短柱越長,產(chǎn)生的電容就越大,從而導致一個更低的諧振頻率。這些諧振的產(chǎn)生,明顯的增大了諧振頻率附近的插入損耗。高速電路設(shè)計者可根據(jù)圖7插入損耗情況,設(shè)計導通孔短柱的長度,或者PCB制作時采用背鉆技術(shù)信號孔中多余的短柱鉆掉,以獲得更好的過孔信號傳輸質(zhì)量。但是,背鉆實現(xiàn)起來比較困難,且由于鉆孔精度問題,不可能把信號過孔的殘樁完全鉆掉。3.2過孔結(jié)構(gòu)的研究對于多余短柱,采用背鉆技術(shù)雖具有工藝簡單、成本低的優(yōu)點,但該技術(shù)也會影響整板的布線密度,且容易造成品質(zhì)問題。因此,對于高密度PCB,當信號從一層換到另一疊層時,可以采用非穿導孔技術(shù),即盲孔與埋孔,可以極大地降低PCB的尺寸、質(zhì)量,并提高其傳輸性能。賈凱賓通過HFSS軟件比較了單端盲孔與單端通孔的傳輸性能(圖8)。由圖看出,盲孔與埋孔中信號的反射與插入損耗明顯要低于通孔的。李書芳還設(shè)計了功能相同的3種類型的過孔(圖9),除過孔高度不一致外,3種過孔采用相同材料,過孔總高度為1500μm。第一種類型過孔為一通孔,總高度為1500μm,第二種類型過孔由兩個盲孔組成,每個盲孔高度為750μm,第三種類型過孔由兩個盲孔和1個埋孔組成,高度各為500μm。從1GHz到21GHz進行了仿真。第三種類型過孔結(jié)構(gòu)的反射系數(shù)最小,第二種次之,第一種最大,第一種比第三種高約5dB。結(jié)果表明,長的過孔可由短的過孔取代,如盲孔和埋孔,以降低信號反射。由于埋孔、盲孔板制作成本相當較高,實際生產(chǎn)中需根據(jù)具體情況確定是否需要采用非穿導技術(shù)。(A表示單一通孔,B表示兩個盲孔,C表示兩個盲孔和1個埋孔)3.3信號發(fā)送路徑返回信號電流流向的基本原則是高速返回信號電流沿著最小的電感路徑前進。對于PCB中不止一個地平面的情況,返回信號電流在最靠近信號線的地平面上,直接沿著信號線下面的一條路徑行進。相對于從一點到另一點信號電流全部沿同一層流動的情況,若使信號在兩點之間的某個地方經(jīng)過一個過孔到另一層,此時若沒有提供地平面之間的連接,返回信號電流將無法跳躍,此時路徑包括的電感量勢必要比原來有所增加,這樣不僅會產(chǎn)生更多的輻射,還將產(chǎn)生更多的串擾。在高速PCB設(shè)計時,可以通過為過孔的信號電流提供返回路徑的方法來消除過孔的阻抗不匹配現(xiàn)象。在過孔周圍設(shè)計接地過孔為信號的電流提供返回路徑,并在信號過孔和接地過孔之間形成一個電感回路,即使因為過孔導致傳輸線的阻抗不連續(xù),電流的回流也可以流向電感回路,而不需要繞路,信號的質(zhì)量能得到改善。為過孔提供信號返回路徑的方法有兩種:一種是在過孔周圍增加接地孔(見圖10左);二是將用于信號傳輸?shù)倪^孔與接地孔設(shè)計成同軸狀(圖10右)。實際生產(chǎn)中,由于第