數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)

數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)2024/3/25數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)基本構(gòu)成數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)（S/H&A/D）集中式多路分時(shí)采集多路同步采集分布式利用計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)將分散的數(shù)據(jù)采集站點(diǎn)聯(lián)接成一個(gè)大的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)集中式數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)（S/H&A/D）按照是否多路共用采樣保持器S/H，多路模擬輸入通道可分為：集中式數(shù)據(jù)采集多路分時(shí)采樣不強(qiáng)調(diào)多路輸入數(shù)據(jù)的相關(guān)性分布式數(shù)據(jù)采集多路同時(shí)采樣強(qiáng)調(diào)多路輸入數(shù)據(jù)的相關(guān)性，如同時(shí)采樣電壓和電流計(jì)算功率、阻抗等。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)分布式數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)每個(gè)采集站都可成為數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)不要求實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)，一般用于設(shè)備的數(shù)據(jù)維護(hù)和管理數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)常用片上外圍接口可用的微處理器種類非常多，但片上外圍接口基本一致。A/D輸入接口外部中斷輸入接口外部事件計(jì)數(shù)輸入接口顯示接口（LED、LCD）通信接口（I2C、SPI、SCI、CAN、USB）脈沖捕捉接口（Capture）正交編碼脈沖接口（QEP）PWM輸出編程及調(diào)試平臺(tái)：IAR，Keil調(diào)試工具：Jtag仿真器數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)A/D轉(zhuǎn)換器基礎(chǔ)A/D轉(zhuǎn)換器的基本概念將模擬量轉(zhuǎn)換成與之相應(yīng)的數(shù)字量的器件。

A/D轉(zhuǎn)換過程主要包括采樣、量化和編碼三個(gè)過程組。1.采樣：把輸入的連續(xù)時(shí)間變化的模擬量離散化，即變成時(shí)間域上斷續(xù)的模擬量。2.量化：把采樣取得的在時(shí)域上斷續(xù)但是在幅值上連續(xù)的模擬量進(jìn)行量化。3.編碼：把已經(jīng)量化的數(shù)字量用一定的代碼表示輸出。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)A/D轉(zhuǎn)換器的主要技術(shù)指標(biāo)1．分辨力:Q=VFS／2n

位數(shù)n越多，則量化增量越小，量化誤差越小，分辨力也就越高。常用的有8位、10位、12位、16位、24位等。例如，某A／D轉(zhuǎn)換器輸入模擬電壓的變化范圍為-10V～+10V，轉(zhuǎn)換器為8位，若第一位用來表示正、負(fù)符號(hào)，其余7位表示信號(hào)幅值，則最末一位數(shù)字(一個(gè)LSB)可代表80mV模擬電壓，即轉(zhuǎn)換器可以分辨的最小模擬電壓為80mV。而同樣情況用一個(gè)10位轉(zhuǎn)換器能分辨的最小模擬電壓為20mV（分辨力Q=10V／29≈20mV）。2．轉(zhuǎn)換精度（最大量化誤差）由于采用了四舍五入的方法，最大量化誤差為分辨力數(shù)值的一半。全量程的相對(duì)誤差則為（Q／2VFS×100％）?？梢?，A／D轉(zhuǎn)換器數(shù)字轉(zhuǎn)換的精度由最大量化誤差決定。實(shí)際上，許多轉(zhuǎn)換器末位數(shù)字并不可靠，實(shí)際精度還要低一些。

數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)3．轉(zhuǎn)換速度轉(zhuǎn)換速度是指完成一次轉(zhuǎn)換所用的時(shí)間。轉(zhuǎn)換速度與轉(zhuǎn)換原理有關(guān)，如逐位逼近式A／D轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換速度要比雙積分式A／D轉(zhuǎn)換器高許多。除此以外，轉(zhuǎn)換速度還與轉(zhuǎn)換器的位數(shù)有關(guān)，一般位數(shù)少的轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換速度高。目前常用A／D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換位數(shù)有8、10、12、14、16位，其轉(zhuǎn)換速度依轉(zhuǎn)換原理和轉(zhuǎn)換位數(shù)不同而不同，一般在幾微秒至幾百毫秒之間。

由干轉(zhuǎn)換器必須在采樣間隔Ts內(nèi)完成一次轉(zhuǎn)換工作，因此轉(zhuǎn)換器能處理的最高信號(hào)頻率就受到轉(zhuǎn)換速度的限制。如50us內(nèi)完成10位A／D轉(zhuǎn)換的高速轉(zhuǎn)換器，這樣，其采樣頻率可高達(dá)20KHZ。A/D轉(zhuǎn)換器的主要技術(shù)指標(biāo)數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)A/D轉(zhuǎn)換原理1．逐次比較（SAR）型ADC2．并行比較型A/D轉(zhuǎn)換器雙積分型（DualRamp）ADCΣ-Δ型ADC工作原理數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)逐次比較（SAR）型ADC3bits逐次逼近式轉(zhuǎn)換器的構(gòu)成原理。首先，控制電路使SAR寄存器的輸出為100，經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓Vr,送到電壓比較器于模擬輸入電壓Vin進(jìn)行比較，若Vin>Vr,則通過控制電路將最高位的1保留，反之，則將最高位置0；接著將次高位置1，再經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電壓Vr，重復(fù)上一步，根據(jù)比較結(jié)果決定次高位是1還是0；最后所有位都比較結(jié)束后，轉(zhuǎn)換完成。這樣SAR寄存器中保存的二進(jìn)制數(shù)就是A/D轉(zhuǎn)換后的輸出數(shù)碼。一般最快轉(zhuǎn)換時(shí)間一般于1us。SAR型ADC電路規(guī)模屬于中等,功耗低，在低分辯率（<12位）時(shí)價(jià)格便宜，但高精度（>12位）時(shí)價(jià)格很高。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)3bits逐次逼近式轉(zhuǎn)換器的構(gòu)成和工作原理1.控制電路使SAR寄存器的輸出為100，經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓Vr,送到電壓比較器于模擬輸入電壓Vin進(jìn)行比較，若Vin>Vr,則通過控制電路將最高位的1保留，反之，則將最高位置0；2.接著將次高位置1，再經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電壓Vr，重復(fù)上一步，根據(jù)比較結(jié)果決定次高位是1還是0；最后所有位都比較結(jié)束后，轉(zhuǎn)換完成。這樣SAR寄存器中保存的二進(jìn)制數(shù)就是A/D轉(zhuǎn)換后的輸出數(shù)碼。特點(diǎn)：一般最快轉(zhuǎn)換時(shí)間>1us電路規(guī)模中等,功耗低低分辯率（<12位）時(shí)價(jià)格便宜，但高精度（>12位）時(shí)價(jià)格很高。逐次比較（SAR）型ADC數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)并行比較（Flash）型A/D轉(zhuǎn)換器由電阻分壓器、電壓比較器及編碼電路組成，輸出的各位數(shù)碼是一次形成的，是速度最快的一種A/D轉(zhuǎn)換器。圖中由23=8個(gè)相等的電阻串聯(lián)成電阻分壓器，產(chǎn)生不同數(shù)值的參考電壓，形成1/8UREF-7/8UREF共23-1=7種量化電平,7個(gè)量化電平分別加在7個(gè)電壓比較器的反相輸入端，模擬輸入電壓Vin加在比較器的同相輸入端。當(dāng)Vin大于或等于量化電平時(shí)，比較器輸出為1，否則輸出為0，電壓比較器用來完成對(duì)采樣電壓的量化。比較器的輸出送到優(yōu)先編碼器進(jìn)行編碼，得到3位二進(jìn)制代碼D2D1D0。特點(diǎn)：1.并行比較型A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換精度主要取決于量化電平的劃分，分得越精細(xì)，精度越高。2.最大優(yōu)點(diǎn)是具有較快的轉(zhuǎn)換速度，但是，所用的比較器和其他硬件較多，輸出數(shù)字量位數(shù)越多，轉(zhuǎn)換電路將越復(fù)雜。3.適用于10MSPS以上的高速采集、低精度要求的場合。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)雙積分(DualRamp)型ADC當(dāng)選擇T1為干擾信號(hào)周期的整數(shù)倍時(shí)，對(duì)周期內(nèi)平均值為零的周期性干擾有很好的濾波效果，如正弦工頻干擾。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)雙積分(DualRamp)型ADC數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)Σ-Δ型ADCΣ-ΔA/D轉(zhuǎn)換器的核心是Σ-Δ調(diào)制器(Σ代表積分運(yùn)算，Δ代表差分運(yùn)算)。上圖為一階Σ-Δ調(diào)制器，以過采樣頻率KfS(fS為Nyquist頻率，K大于10)將模擬輸入VIN轉(zhuǎn)變成一串脈沖輸出。調(diào)制器輸出端脈沖中“1”與“0”之比代表模擬輸入的平均值。這樣的脈沖串被送入一個(gè)數(shù)字濾波器。Σ-ΔADC的數(shù)字濾波器一般用SINC(Sin(x)/x)函數(shù)的脈沖響應(yīng)實(shí)現(xiàn)低通濾波器。該濾波器輸出接至抽樣電路，以降低輸出碼率。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)

各點(diǎn)電壓波形（輸入正弦電壓）數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)過采樣—噪聲成形—低通濾波傳統(tǒng)ADC以Nyquist頻率fs采樣一單頻正弦信號(hào)。FFT分析結(jié)果包含一個(gè)單頻fs和分布于DC到fs／2間的隨機(jī)噪聲-量化噪聲；量化噪聲是由于有限的ADC分辨率而造成的。單頻信號(hào)的RMS幅度和所有頻率量化噪聲的RMS幅度之和的比值就是信號(hào)噪聲比(SNR)。將采樣頻率提高K倍，SNR值未變,但FFT分析顯示量化噪聲基線降低了，噪聲能量分散到一個(gè)更寬的頻率范圍。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器利用這一特點(diǎn)，對(duì)調(diào)制器輸出脈沖進(jìn)行數(shù)字濾波。大部分噪聲被數(shù)字濾波器濾掉，這樣，低頻段量化噪聲的RMS就降低了。積分器用來對(duì)誤差電壓求和，對(duì)于輸入信號(hào)表現(xiàn)為一個(gè)低通濾波器，而對(duì)于量化噪聲則表現(xiàn)為高通濾波。這樣，大部分量化噪聲就被推向更高的頻段。和前面的簡單過采樣相比，總的噪聲功率沒有改變，但噪聲的分布發(fā)生了變化．?dāng)?shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)數(shù)字濾波和抽取Σ-Δ調(diào)制器以采樣速率輸出1bit數(shù)據(jù)流，頻率可高達(dá)MHz量級(jí)。數(shù)字濾波和抽取的目的是從該數(shù)據(jù)流中提取出有用的信息，并將數(shù)據(jù)速率降低到可用的水平。Σ-ΔADC中的數(shù)字濾波器對(duì)1bit數(shù)據(jù)流求平均，移去帶外量化噪聲并改善ADC的分辨率。數(shù)字濾波器決定了信號(hào)帶寬、建立時(shí)間和阻帶抑制。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器中廣泛采用的濾波器拓?fù)涫荢INC3，一種具有低通特性的濾波器。SINC濾波器除了濾除量化噪聲這一顯著功能外，也有助于提供輸出碼率整數(shù)倍頻上的濾波器陷波。傳統(tǒng)的A/D變換技術(shù)在實(shí)現(xiàn)極高精度（大于16位）的A/D變換器時(shí)在性能、代價(jià)等方面受到了極限性的挑戰(zhàn)，而且由于難以與數(shù)字電路系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)單片集成，因而不適應(yīng)VLSI技術(shù)的發(fā)展。近年來Σ-Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器正以其分辨率高、線性度好、成本低等特點(diǎn)得到越來越廣泛的應(yīng)用，特別是在既有模擬又有數(shù)字的混合信號(hào)處理場合更是如此。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)幾類ADC的比較轉(zhuǎn)換時(shí)間分辨率價(jià)格應(yīng)用領(lǐng)域雙積分ADC10-100ms12-24bits便宜直流和低頻V/F變換器10-100ms10-24bits便宜直流和低頻逐次比較10-100us8,12,16bits適中中速高精度并行比較10ns-1us5-10bits貴高速低精度∑-型ADC100ns-10us16-24bits貴高速高精度數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)MCU、DSP的GPIO口通常一個(gè)并行GPIO口的寬度等于8或16位。MCS-51的P0-P3口為8位并口TIC2000DSP的GPIOA口為16-bit組成GPIO口的每根口線（I/OLine）可以通過軟件編程初始化為輸入或輸出口。當(dāng)口線編程為輸入口時(shí)，該輸入口的輸入阻抗很高，而編程為輸出口線時(shí)，輸出阻抗很低（OC門輸出高阻抗時(shí)除外）。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)

GPIO口的驅(qū)動(dòng)能力不論是輸入口線還是輸出口線，其長期工作的輸入、輸出電流一般在1mA左右，所以不能用GPIO口線直接驅(qū)動(dòng)負(fù)載，如LED（10mA左右）、繼電器線圈（幾十到幾百mA）。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)23設(shè)計(jì)要點(diǎn):利用晶體管擴(kuò)展I/O口電流晶體管功率驅(qū)動(dòng)電路

合理確定Ui、R與V的電流放大系數(shù)

值之間的數(shù)值關(guān)系，充分滿足：

I

b

I

L/

可確保V導(dǎo)通時(shí)工作于飽和區(qū)，以降低V的導(dǎo)通電阻及減小功耗。對(duì)于MCU、DSP的I/O口輸出電平Ui基本等于自身的電源電壓，輸出電流可最大選1mA?；鶚O限流電阻R>（Ui-0.7）/1mA

當(dāng)所需的負(fù)載電流IL較大時(shí)，由于單個(gè)晶體管的

值有限，輸入控制信號(hào)電流Ib必須很大，以確保V導(dǎo)通時(shí)工作于飽和區(qū)。為減小對(duì)控制信號(hào)電流強(qiáng)度的要求，可采用復(fù)合晶體管(達(dá)林頓器件)構(gòu)成功率驅(qū)動(dòng)電路。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)用達(dá)林頓陣列擴(kuò)展GPIO口輸出電流目前有許多集成的達(dá)林頓陣列可以方便擴(kuò)展I/O口輸出電流。如ULN200x系列。左圖是原理圖，右圖是集成達(dá)林頓陣列的邏輯圖。輸入TTL電平，輸出電流最大500mA。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)達(dá)林頓陣列舉例-ULN2003P1.0輸出高電平，1C腳輸出低（約1.5V），這樣就有約3.5V的電壓加在370ohm的電阻上，可提供9-10mA的電流，驅(qū)動(dòng)LED發(fā)光。還可以用于驅(qū)動(dòng)小型繼電器，LCD背光等。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)OpenConnectorGate(OC門)

OC門輸出本身只能輸出低電平和高阻抗。在輸出高阻抗時(shí)的等效電路如圖所示，這是由于其內(nèi)部沒有上拉到正電源的MOS管或上拉電阻所致。該當(dāng)需要輸出高電平時(shí)，必須在外部加上拉到正電源的上拉電阻，否則OC門對(duì)外呈現(xiàn)高阻抗。OC門有兩種用途：1.當(dāng)負(fù)載在輸入高電平需吸收較大電流時(shí)，OC門利用外部上拉電阻向負(fù)載輸出較大的電流。2.與不同電源電壓的數(shù)字電路連接時(shí)，將外部電阻上拉到所需的電平，實(shí)現(xiàn)不同高電平數(shù)字電路的互連。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)+5V和+3.3V數(shù)字I/O接口的互聯(lián)由于5V和3.3V電源供電的數(shù)字電路經(jīng)常共存，它們公用相同的數(shù)字地，所以低電平時(shí)兩種電源供電的低電平信號(hào)是一樣的，但5V電源電路用（5V-Vces）表示高電平，而3.3V電源電路用（3.3V-Vces）表示高電平，這就需要分下列兩種情形來分析。(1)+3.3V電平送+5V數(shù)字系統(tǒng)3.3V數(shù)字電路輸出的高電平已經(jīng)高于+5V數(shù)字電路的高電平閾值，所以這種情況可以直接相連。(2)+5V電平送+3.3V數(shù)字系統(tǒng)+5V數(shù)字電路輸出的高電平已經(jīng)超過+3.3V供電的數(shù)字電路的電源電壓，可能損壞+3.3V系統(tǒng)的輸入電路。此時(shí)，需在兩種數(shù)字系統(tǒng)中增加電平轉(zhuǎn)換芯片如74LVC245。74LS245是一個(gè)帶DIR方向控制和G使能端的8路總線驅(qū)動(dòng)器，其真值表和管腳封裝圖如下所示。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)+5VTTL輸入+3.3VTTL輸出74LS245是3.3V供電的8路總線驅(qū)動(dòng)器，允許+5V的TTL電平輸入，輸出為+3.3VTTL電平。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)5.7智能電表5.7.1智能電表的基本功能智能電表是數(shù)字測量技術(shù)和計(jì)算機(jī)通信技術(shù)在電能計(jì)量中的結(jié)晶，智能電網(wǎng)將要使用大量的智能電表。與傳統(tǒng)的感應(yīng)式電度表不同的是，智能電網(wǎng)中的智能電表應(yīng)具備下述基本功能：靈活的電價(jià)：根據(jù)電網(wǎng)負(fù)荷的高低浮動(dòng)分時(shí)電能計(jì)量：雙向電能計(jì)量：適應(yīng)分布式綠色能源接入遠(yuǎn)程抄表：無線，智能卡數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)5.2數(shù)字化電能計(jì)量基礎(chǔ)電流和電壓分別由電流互感器CT和電壓互感器PT測量，二次側(cè)的輸出送差分放大器去除共模信號(hào)后放大以滿足A/D量程。在CT的輸出串聯(lián)兩個(gè)一樣阻值的電阻，并在中心點(diǎn)接地。A/D轉(zhuǎn)換器的輸出中的直流分量通過高通濾波器濾除。數(shù)字乘法器將瞬時(shí)電壓和瞬時(shí)電流相乘后得到瞬時(shí)功率S(t)。下面用時(shí)域中模擬電壓和電流的乘積來定性解釋離散數(shù)字域中瞬時(shí)功率S(k)的構(gòu)成。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)下面用時(shí)域中模擬電壓和電流的乘積來定性解釋離散數(shù)字域中瞬時(shí)功率S(k)的構(gòu)成。設(shè)瞬時(shí)電壓和瞬時(shí)電流分別為：則瞬時(shí)功率瞬時(shí)電能S(t)中包含的直流成分UIcos

就是有功功率P，交流成分UIcos(2

t+

)就是瞬時(shí)無功Q(t)，并且Q(t)為兩倍基波的交流量，經(jīng)低通濾波器LPF濾除Q(t)后，得到有功功率P。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)三相多功能數(shù)字電能計(jì)量芯片ADE7878實(shí)際的電能計(jì)量中需要考慮各種因數(shù)，如負(fù)載電壓和電流中除50Hz基波外還包含高次諧波，測量系統(tǒng)中各環(huán)節(jié)存在相位誤差，三相供電線路故障等。ADI公司綜合了其在模擬信號(hào)處理、高精度Σ-

模數(shù)轉(zhuǎn)化器、數(shù)字信號(hào)處理等方面的技術(shù)，推出了高性能三相數(shù)字電能計(jì)量芯片ADE78xx系列，大大簡化了三相智能電表的設(shè)計(jì)開發(fā)。ADE78xx內(nèi)部的數(shù)字信號(hào)處理模塊包含許多內(nèi)部數(shù)據(jù)寄存器，用來存放測量和運(yùn)算的結(jié)果，這些數(shù)據(jù)可以通過片上的數(shù)據(jù)通信接口（SPI、I2C和HSDC）傳給外部的MCU用來計(jì)量一段時(shí)間的用電量。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)AD78xx系列電能計(jì)量芯片ADE7854ADE7858ADE7868ADE7878ADC精度24bitΣ-

24bitΣ-

24bitΣ-

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三相接線方式三相三線/四線三相三線/四線三相三線/四線三相三線/四線測量總有功是是是是測量總無功否是是是測量基波有功/無功否否否是波形數(shù)據(jù)寄存器可讀可讀可讀可讀電流傳感器CT或Rogowski線圈CT或Rogowski線圈CT或Rogowski線圈CT或Rogowski線圈測量中線電流否否否是校正功能RMS;相位;增益RMS;相位;增益RMS;相位;增益RMS;相位;增益通訊接口SPI，I，HSDCSPI，I，HSDCSPI，I，HSDCSPI，I，HSDCTamper檢測無無有有數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)ADE7878的特點(diǎn)ADE7878除了常規(guī)的總有功功率測量，還可以測量總無功功率，也能計(jì)量基波有功和無功，并能在三相四線制系統(tǒng)處于TAMPER方式下采用電池供電保持電能計(jì)量。TAMPER方式是指三相四線制種的中線斷線，相電壓無法檢測，但線電流仍然處于正常范圍內(nèi)的一種工作方式。此時(shí)，由于沒有輸入電壓數(shù)據(jù)，計(jì)算電能時(shí)，ADE7868/7878用系統(tǒng)額定電壓計(jì)算電能。ADE78XX完成的是瞬時(shí)功率（有功和無功）的測量，而電能計(jì)量指的是長期的用電量的計(jì)量，而智能電表還需具備分時(shí)計(jì)量的功能，這樣還需要一片MCU來統(tǒng)計(jì)不同時(shí)段的電量數(shù)據(jù)。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)管腳號(hào)管腳名稱描述3，2PM1：PM0設(shè)置ADE78xx的工作方式為下列四種工作方式的之一PSM0-NormalPowerMode;PSM1-ReducedPowermode;PSM2-LowPowermode;PSM3-SleepMode其中PSM1和PSM2只使用于ADE7868、ADE78784RESET外部復(fù)位輸入，低有效，低電平持續(xù)時(shí)間大于10us7，8IAP，IANA相電流差分輸入至內(nèi)部的可調(diào)增益放大器，輸入范圍

0.5V9，12IBP，IBNB相電流差分輸入至內(nèi)部的可調(diào)增益放大器，輸入范圍

0.5V13，14ICP，ICNC相電流差分輸入至內(nèi)部的可調(diào)增益放大器，輸入范圍

0.5V18VN三相電壓輸入的公共端23,22,19VAP，VBP，VCP三相電壓輸入（相對(duì)于VN的單端信號(hào)），輸入范圍

0.5V17REFIN/OUT內(nèi)部1.2V的參考電壓輸出；與AGND間并聯(lián)4.7uF電解電容和100nF瓷片電容2932IRQ0IRQ1低電平有效，中斷請求輸出。一般連接MCU或DSP的外部中斷請求輸入27CLKIN外部時(shí)鐘輸入；或在CLKIN和CLKOUT間并聯(lián)一個(gè)晶振，利用內(nèi)部的振蕩電路產(chǎn)生所需時(shí)鐘。28CLKOUT時(shí)鐘輸出；或在CLKIN和CLKOUT間并聯(lián)一個(gè)晶振，利用內(nèi)部的振蕩電路產(chǎn)生所需時(shí)鐘。33,3435CF1,CF2，CF3/HSCLK邏輯輸出；不同的邏輯組合反映了當(dāng)前計(jì)量的電能信息（總的有功或無功、基波的有功或無功、傳輸容量、相電流有效值值總和）；CF3與HSCLK復(fù)用Pin35。36SCLK/SCLSPI接口的時(shí)鐘輸入或I接口的時(shí)鐘輸入37MISO/HSDSPI接口的數(shù)據(jù)發(fā)送端或HSDC接口的數(shù)據(jù)發(fā)送端38MOSI/SDASPI接口的數(shù)據(jù)輸入口或I接口的數(shù)據(jù)輸入口39SS/HSA采用SPI或HSDC接口方式時(shí)從片選擇端ADE78xx主要管腳及功能描述數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)ADE78xx系列的典型應(yīng)用接線圖

數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)抗混迭濾波器電流輸入通道中的一階RC無源濾波環(huán)節(jié)是A/D轉(zhuǎn)換的抗混迭濾波器，由于ADE78xx對(duì)輸入電流信號(hào)的采樣頻率為1024kHz，而實(shí)際需要測量的電流的頻率范圍主要考慮基波和2kHz以內(nèi)的高次諧波，所以抗混迭濾波器的轉(zhuǎn)折頻率設(shè)在20kHZ時(shí)可以保證20kHz及以上頻率的輸入信號(hào)能至少衰減20dB，同時(shí)RC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)小于Nyquist頻率512kHz。根據(jù)圖中的參數(shù)（R=1k

,C=18nF），一階RC濾波的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)為：這個(gè)轉(zhuǎn)折頻率是符合高于20kHz并低于512kHz的要求的。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)智能電表的總體方案由于ADE78xx提供三種數(shù)據(jù)通信接口-SPI、I2C和HSDC，可以與單片機(jī)LPC2368方便地構(gòu)成一個(gè)完整的智能電表。下圖是一個(gè)智能電表的參考設(shè)計(jì)方案。數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)6.6數(shù)字化測量常用算法數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)數(shù)字化測量常用算法有效值的計(jì)算與數(shù)字積分諧波分析和DFT變換噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)有效值的計(jì)算與數(shù)字積分離散化電壓、電流信號(hào)有效值離散化半周積分算法電流的有效值數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)諧波分析和DFT變換諧波的基本特性和檢測方法畸變的周期性電壓和電流分解成傅里葉級(jí)數(shù)可描述為諧波問題的描述及其性質(zhì)所謂諧波間諧波和次諧波諧波和暫態(tài)現(xiàn)象短時(shí)間諧波陷波諧波的含量諧波電流的含有率總諧波畸變率數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)基于快速傅立葉變換的諧波分析時(shí)域分析法頻域分析法離散傅里葉變換（DFT）可由周期函數(shù)通過傅里葉積分變化的形式求得數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)諧波分析和DFT變換將連續(xù)時(shí)間信號(hào)一個(gè)周期N等分h次諧波的有效值快速傅里葉變換（FFT）對(duì)于N點(diǎn)序列x(n)，DFT定義為數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)FFT的基本思想是：將大點(diǎn)數(shù)的DFT分解為若干個(gè)小點(diǎn)數(shù)DFT的組合，從而減少運(yùn)算量因子具有兩個(gè)特性周期性對(duì)稱性將序列x(n)按奇偶項(xiàng)分解為兩組諧波分析和DFT變換數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)由式化簡得N點(diǎn)DFT可全部由下式確定用的碟形符號(hào)來表示N方次復(fù)數(shù)乘法計(jì)算量變化次復(fù)數(shù)乘法諧波分析和DFT變換數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)8點(diǎn)FFT運(yùn)算流程圖諧波分析和DFT變換數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)FFT算法的兩個(gè)特點(diǎn)原位運(yùn)算也稱為同址運(yùn)算，當(dāng)數(shù)據(jù)輸入到存儲(chǔ)器中以后，每一級(jí)運(yùn)算的結(jié)果仍然存儲(chǔ)在原來的存儲(chǔ)器中，直到最后輸出，中間無需其它存儲(chǔ)器。根據(jù)運(yùn)算流圖分析原位運(yùn)算是如何進(jìn)行的。原位運(yùn)算的結(jié)構(gòu)可以節(jié)省存儲(chǔ)單元，降低設(shè)備成本。變址分析運(yùn)算流圖中的輸入輸出序列的順序，輸出按順序，輸入是“碼位倒置”的順序

自然順序二進(jìn)制表示碼位倒置碼位倒置順序0000000010011004201001023011110641000011510110156110011371111117

碼位倒置順序表碼位倒置示意圖諧波分析和DFT變換數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字濾波器是一個(gè)計(jì)算機(jī)程序或算法，將代表輸入信號(hào)的數(shù)字時(shí)間序列轉(zhuǎn)化為代表輸出信號(hào)的數(shù)字時(shí)間序列，并在轉(zhuǎn)換過程中，使信號(hào)按照預(yù)定的形式變化。與模擬濾波器相比較有如下優(yōu)點(diǎn)靈活性強(qiáng)，數(shù)字濾波器只是按數(shù)學(xué)公式編制的一段程序，實(shí)現(xiàn)起來比模擬濾波器要容易得多，只要改變程度即可改變?yōu)V波器特性。數(shù)字濾波器不像模擬濾波器那樣存在元件特性的差異，一旦設(shè)計(jì)完成，每臺(tái)裝置的特性可以做到完全一致，并且無需逐臺(tái)調(diào)試。精度高，若采用16位數(shù)字系統(tǒng)，精度可達(dá)；可靠性較高，不受溫度變化和元件老化等因素的影響；不存在阻抗匹配問題；處理功能強(qiáng)，可處理低函數(shù)赫茲的信號(hào)，而模擬濾波器考慮到體積和重量很難處理低頻信號(hào)數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器的頻率特性遞歸型與非遞歸型數(shù)字濾波器的比較非遞歸型數(shù)字濾波器框圖遞歸型數(shù)字濾波器框圖噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器的經(jīng)典方法按照濾波器對(duì)單位脈沖函數(shù)的響應(yīng)可分為有限沖擊響應(yīng)（FIR）和無限沖擊響應(yīng)（IIR）設(shè)計(jì)一個(gè)用有限精度算法實(shí)現(xiàn)的數(shù)字濾波器通常包括以下三個(gè)步驟（1）根據(jù)說要完成的任務(wù)，規(guī)定濾波器所需要的特性；（2）利用因果離散系統(tǒng)去逼近所需要的特性；（3）利用有限精度算法實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)IIR(infiniteimpulseresponse)濾波器的設(shè)計(jì)方法①零極點(diǎn)位置配置法；②利用模擬濾波器的理論來設(shè)計(jì)；③用最優(yōu)化技術(shù)來設(shè)計(jì)參數(shù)主要介紹根據(jù)模擬濾波器的設(shè)計(jì)來進(jìn)行，其設(shè)計(jì)的基本思想為:根據(jù)需要確定數(shù)字濾波器的技術(shù)指標(biāo)，然后將其轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的模擬濾波器的技術(shù)指標(biāo)，據(jù)此設(shè)計(jì)出原型模擬濾波器的傳遞函數(shù)，再根據(jù)s平面與z平面的映射關(guān)系求出數(shù)字濾波器的傳遞函數(shù)通常有兩種方法：一是沖擊響應(yīng)不變法，二是雙線性變換法噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)沖擊響應(yīng)不變法基本原則是使數(shù)字濾波器的沖擊響應(yīng)G(n)等于模擬濾波器的沖擊響應(yīng)h(t)的采樣值若h(t)的拉氏變換為H(s)，G(b)的z變換為G(z)，所對(duì)應(yīng)的數(shù)字系統(tǒng)的轉(zhuǎn)移和頻率響應(yīng)為表明，數(shù)字濾波器的頻譜為模擬濾波器頻譜的周期延拓根據(jù)采樣定理此時(shí)，數(shù)字濾波器的一個(gè)周期內(nèi)的頻譜將不失真地重現(xiàn)模擬濾波器的頻譜噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)利用沖擊響應(yīng)不變法設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器的一般步驟為利用將轉(zhuǎn)換為不變；根據(jù)以上技術(shù)指標(biāo)設(shè)計(jì)模擬低通濾波器H(s)；將H(s)分成一階和二階環(huán)節(jié)的級(jí)聯(lián)方式，并求出h(t),再求出從而得到G(z)例6.1設(shè)計(jì)一個(gè)低通數(shù)字濾波器，要求在通帶0～0.2π內(nèi)衰減不大于3dB,在阻帶0.6π~π內(nèi)衰減不小于20dB，給定π=0.001s解：(1)將數(shù)字濾波器的技術(shù)指標(biāo)轉(zhuǎn)換為模擬濾波器的技術(shù)指標(biāo)，由(2)設(shè)計(jì)模擬低通濾波器H(s)令有N=2(3)將H(s)轉(zhuǎn)換成數(shù)字濾波器G(z)噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)雙線性變換法沖擊響應(yīng)不變法的主要缺點(diǎn)是頻譜的交疊產(chǎn)生混疊效應(yīng)，為了克服沖擊響應(yīng)不變法的缺點(diǎn)，可以采用雙線性變換法來設(shè)計(jì)濾波器，其基本思想是使數(shù)字濾波器的差分方程設(shè)計(jì)為模擬濾波器微分方程的數(shù)字解。雙線性變換法的映射關(guān)系為可得即當(dāng)由0→π由0變到+∞，當(dāng)由0→-π由0變到-∞，這意味著整個(gè)軸與z平面單位圓上的點(diǎn)具有一一對(duì)應(yīng)關(guān)系，不會(huì)產(chǎn)生混疊效應(yīng)。噪聲抑制與數(shù)字濾波數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計(jì)雙線性變換法設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器的步驟為由數(shù)字濾波器的技術(shù)指標(biāo)