RRU設(shè)計原理與實現(xiàn)

RRU設(shè)計原理與實現(xiàn)目錄TOC\h\h第1章RRU概述\h1.1現(xiàn)代移動通信系統(tǒng)的發(fā)展歷程\h1.2RRU系統(tǒng)\h1.3分布式基站\h1.4RRU系統(tǒng)架構(gòu)\h1.4.1RRU硬件子系統(tǒng)\h1.4.2RRU軟件子系統(tǒng)\h1.5RRU組網(wǎng)形式\h1.6RRU關(guān)鍵指標參數(shù)\h第2章中頻數(shù)字鏈路\h2.1RRU的數(shù)字中頻鏈路系統(tǒng)\h2.2數(shù)字混頻\h2.2.1數(shù)字控制振蕩器工作原理（NCO）\h2.2.2數(shù)字控制振蕩器的性能分析\h2.2.3CORDIC算法\h2.3多速率信號處理\h2.3.1數(shù)字濾波器\h2.3.2有限脈沖響應(yīng)濾波器的設(shè)計與實現(xiàn)\h2.4對外接口\h2.4.1光口子系統(tǒng)\h2.4.2204B接口\h第3章數(shù)據(jù)處理模塊\h3.1CFR算法\h3.1.1削峰算法的基本原理\h3.1.2硬削峰\h3.1.3峰值窗削峰\h3.1.4脈沖抵消削峰\h3.1.5脈沖抵消削峰的實現(xiàn)\h3.1.6級聯(lián)削峰技術(shù)\h3.2DPD算法\h3.2.1功放的線性化校準\h3.2.2DPD的基本原理\h3.2.3DPD的整體架構(gòu)和流程\h3.2.4反饋信號處理\h3.2.5DPD的數(shù)據(jù)預(yù)處理\h3.2.6數(shù)據(jù)預(yù)處理的主要流程框圖\h3.2.7預(yù)失真模型建立技術(shù)\h3.2.8預(yù)失真參數(shù)求解技術(shù)\h3.2.9預(yù)失真流程和策略技術(shù)\h3.2.10開環(huán)DPD技術(shù)\h第4章數(shù)模/模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊\h4.1概述\h4.2數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊的設(shè)計\h4.2.1數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊的作用\h4.2.2DAC器件基本指標\h4.2.3DAC的選型\h4.2.4DAC的評估方法\h4.2.5DAC的設(shè)計\h4.3模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的設(shè)計\h4.3.1模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的作用\h4.3.2ADC器件基本指標\h4.3.3ADC的選型\h4.3.4ADC器件的評估方法\h4.3.5ADC的設(shè)計\h4.4目前業(yè)界主流的ADC技術(shù)\h4.4.1CTSDADC\h4.4.2PipelineADC\h4.4.3Pipelined-SARADC\h4.4.4時間交織（Time-interleaved）技術(shù)介紹\h第5章時鐘處理模塊\h5.1時鐘處理的作用\h5.1.1時鐘處理在無線網(wǎng)絡(luò)中的作用\h5.1.2時鐘處理在RRU產(chǎn)品中的作用\h5.2時鐘處理模塊相關(guān)的性能指標\h5.2.1時鐘抖動基礎(chǔ)知識\h5.2.2時鐘的相位噪聲\h5.3時鐘芯片的選型\h5.4時鐘芯片性能的評估\h5.5時鐘的設(shè)計\h5.5.1時鐘的仿真和配置\h5.5.2時鐘的電源設(shè)計\h5.5.3時鐘的PCB設(shè)計\h第6章收發(fā)信機射頻系統(tǒng)設(shè)計\h6.1概述\h6.2收發(fā)信機系統(tǒng)指標\h6.2.1發(fā)射機系統(tǒng)指標\h6.2.2接收機系統(tǒng)指標\h6.3收發(fā)信機指標分解\h6.3.1發(fā)射機指標分解\h6.3.2反饋指標分解\h6.3.3接收機指標分解\h6.4收發(fā)信機設(shè)計實現(xiàn)\h6.4.1發(fā)射機架構(gòu)\h6.4.2接收機架構(gòu)\h6.5收發(fā)信機測試\h6.5.1發(fā)射機測試\h6.5.2接收機測試\h第7章射頻前端\h7.1功率放大器模塊\h7.2功率放大器的指標\h7.3功率放大器的設(shè)計\h7.3.1末級電路\h7.3.2驅(qū)動級電路\h7.3.3激勵級電路\h7.3.4功率信號取樣電路\h7.3.5功率放大器保護電路\h7.4無源模塊\h7.4.1雙工器\h7.4.2天線單元\h第8章可靠性及電源設(shè)計\h8.1可靠性設(shè)計\h8.1.1系統(tǒng)的可靠性模型\h8.1.2可靠性指標分配\h8.1.3可靠性初步預(yù)計\h8.1.4器件的可靠性\h8.1.5系統(tǒng)存儲環(huán)境的考慮\h8.1.6系統(tǒng)使用環(huán)境的考慮\h8.1.7減震緩沖設(shè)計的考慮\h8.2電源\h第9章RRU未來展望\h9.1移動通信及RRU技術(shù)演進\h9.25GRRU關(guān)鍵無線技術(shù)\h9.2.1mmWave技術(shù)\h9.2.2全雙工技術(shù)\h9.2.3MassiveMIMO多天線技術(shù)\h9.2.4全新散熱技術(shù)\h9.2.5高效PA技術(shù)第1章RRU概述射頻拉遠單元（RadioRemoteUnit，RRU）是移動通信系統(tǒng)中基站部分的重要組成單元，主要完成射頻前端收發(fā)處理工作，是移動通信系統(tǒng)的核心組件之一。作為無線基站系統(tǒng)的最前端，RRU系統(tǒng)主要實現(xiàn)數(shù)字基帶信號與射頻信號的相互轉(zhuǎn)換，即通過天饋系統(tǒng)向空間特定區(qū)域發(fā)射和從空間特定區(qū)域接收射頻無線電波信號，從而實現(xiàn)終端之間的收發(fā)處理。本章先從移動通信系統(tǒng)的發(fā)展歷程開始，對RRU出現(xiàn)的大背景做一個介紹；然后對RRU的發(fā)展及RRU系統(tǒng)總體情況（包括系統(tǒng)構(gòu)架、組網(wǎng)模式及工作過程等）做簡要說明；最后對RRU的關(guān)鍵指標參數(shù)含義做一些介紹。讀者通過對本章的閱讀可以對RRU有一個初步的認識，后邊章節(jié)會陸續(xù)針對RRU涉及的關(guān)鍵技術(shù)原理及設(shè)計方法進行詳細論述。1.1現(xiàn)代移動通信系統(tǒng)的發(fā)展歷程現(xiàn)代移動通信的歷史可以追溯到19世紀，英國偉大的科學(xué)家詹姆斯·克拉克·麥克斯韋總結(jié)和發(fā)展了前人對電磁現(xiàn)象的研究成果，從理論上證明了電磁波在空間中是以近似于光的速度傳播的，而光的本質(zhì)也是電磁波，從而建立了電磁理論、發(fā)現(xiàn)電磁波并建立了電磁場理論，為后續(xù)移動通信采用電磁波傳輸提供了理論依據(jù)。19世紀末意大利科學(xué)家馬可尼首次通過無線電磁波成功完成了信息傳輸及接收，從而開啟了人類社會對移動通信技術(shù)的研究。到了20世紀，隨著集成電路技術(shù)與計算機技術(shù)的飛速發(fā)展，以及移動通信技術(shù)理論的研究不斷深入，移動通信技術(shù)逐漸從實驗室走向大眾社會，實現(xiàn)了民用，并取得了偉大的成功，極大地推動了人類社會的進步與發(fā)展?，F(xiàn)代移動通信系統(tǒng)進入普通大眾領(lǐng)域始于美國貝爾實驗室首次研制出來的第一代蜂窩模擬移動通信系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)。第一代移動通信系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)我們習(xí)慣上簡稱其為1G。而移動通信網(wǎng)絡(luò)得到大規(guī)模普及則是從第二代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)開始的，第二代移動通信系統(tǒng)的普及使得移動通信系統(tǒng)產(chǎn)業(yè)得到了突飛猛進的發(fā)展，第二代移動通信系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)簡稱為2G。第三代移動通信系統(tǒng)采用擴頻通信技術(shù)，其在第二代移動通信系統(tǒng)的基礎(chǔ)上大幅提升了數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，為移動互聯(lián)網(wǎng)的普及奠定了基礎(chǔ)，這一代移動通信系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)簡稱為3G。第四代移動通信系統(tǒng)采用OFDM寬帶技術(shù)，使得移動寬帶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)得到了普及，成就了移動互聯(lián)網(wǎng)產(chǎn)業(yè)，我們稱之為4G。當前國際移動通信標準組織正在制定的第五代移動通信系統(tǒng)（簡稱為5G）標準是為應(yīng)對萬物互聯(lián)時代的到來，進一步擴展移動通信的應(yīng)用領(lǐng)域。圖1-1所示為現(xiàn)代移動通信系統(tǒng)的演進過程，從1G到2G，直到5G，隨時間的演進過程可以看出，現(xiàn)代通信系統(tǒng)每10年左右就會完成新一代通信系統(tǒng)的創(chuàng)新，以應(yīng)對不斷增長和擴展的移動市場對移動通信技術(shù)的需求。圖1-1移動通信系統(tǒng)的演進1.第一代蜂窩模擬移動通信系統(tǒng)隨著20世紀70年代中期美國貝爾實驗室研制的蜂窩模擬移動通信網(wǎng)絡(luò)的成功應(yīng)用，歐洲及日本也相繼跟進分別研制出了各自的蜂窩模擬移動通信網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)并大規(guī)模商用，從而極大地推動了移動通信網(wǎng)絡(luò)的發(fā)展。這個時期的系統(tǒng)都采用純模擬無線電技術(shù)，統(tǒng)稱為第一代移動通信系統(tǒng)。第一代移動通信系統(tǒng)具有代表性的有美國的AMPS（AdvancedMobilePhoneSystem）系統(tǒng)、英國的TACS系統(tǒng)、瑞典等北歐四國的NMT系統(tǒng)、日本的NAMTS系統(tǒng)等。這一階段的特點是蜂窩狀移動通信網(wǎng)絡(luò)成為實用系統(tǒng)，并在世界各地迅速發(fā)展。移動通信大發(fā)展的原因，除了用戶需求迅猛增加這一主要推動力之外，還有幾方面技術(shù)進步為其提供了條件。第一，微電子技術(shù)在這一時期得到長足發(fā)展，使得通信設(shè)備的小型化、微型化有了可能性，各種輕便電臺被不斷推出。第二，提出并形成了移動通信新體制。隨著用戶數(shù)量增加，大區(qū)制所能提供的容量很快飽和，這就要求必須探索新體制。在這方面最重要的突破是貝爾試驗室在20世紀70年代提出的蜂窩網(wǎng)的概念。蜂窩網(wǎng)，即所謂小區(qū)制，由于實現(xiàn)了頻率再用，大大提高了系統(tǒng)容量。可以說，蜂窩網(wǎng)的概念真正解決了公用移動通信系統(tǒng)要求容量大與頻率資源有限的矛盾。第三，隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展，微處理器技術(shù)日趨成熟，同時計算機技術(shù)也迅猛發(fā)展，從而為大型通信網(wǎng)的管理與控制提供了技術(shù)手段。2.第二代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)從20世紀80年代中期開始，由于第一代純模擬系統(tǒng)性能及容量限制已經(jīng)無法滿足日益增長的移動用戶通信需求，終端的體積過大且通話性能很差。同時，由于第一代移動通信系統(tǒng)標準各個國家都不兼容，因此手機用戶無法在使用其他標準網(wǎng)絡(luò)的國家漫游，這給人們的生活帶來了極大的不便?；谝陨显颍瑲W洲國家制定了全歐洲統(tǒng)一標準的蜂窩移動通信系統(tǒng)標準，以解決歐洲各國在1G系統(tǒng)中采用多種不同系統(tǒng)造成的互不兼容、無法漫游等問題。第二代移動通信系統(tǒng)的標準之一GSM標準就是在這樣的背景下應(yīng)運而生的。GSM網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)得到了全世界大部分國家支持并成功應(yīng)用部署。GSM誕生幾年后美國高通公司基于第二代移動通信系統(tǒng)采用的擴頻通信理論制定了一套CDMA-IS95系統(tǒng)標準，并在美國、韓國及我國等多個國家得到了應(yīng)用。GSM與CDMA-IS95系統(tǒng)是第二代移動通信系統(tǒng)的代表，都采用了數(shù)字蜂窩（DigitalCellular）技術(shù)，即采用數(shù)字調(diào)制技術(shù)的蜂窩系統(tǒng)，可以極大地提高系統(tǒng)的容量和性能。隨著第二代系統(tǒng)在世界范圍內(nèi)的廣泛應(yīng)用，移動通信發(fā)展到了一個新的高度，成為帶動國家經(jīng)濟發(fā)展的新動力。3.第三代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)第二代移動通信系統(tǒng)主要為支持語音和低速率數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)設(shè)計，但隨著移動用戶對通信業(yè)務(wù)范圍和業(yè)務(wù)數(shù)量要求的不斷提高，已有的第二代移動通信系統(tǒng)逐漸無法滿足移動用戶對快速增長的移動寬帶業(yè)務(wù)的需求。隨之第三代移動通信系統(tǒng)標準以移動寬帶為目標開始制定并部署。第三代移動通信系統(tǒng)標準采用的核心技術(shù)為碼分多址（CDMA）技術(shù)，該技術(shù)是在擴頻通信技術(shù)的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的一種嶄新而成熟的移動通信技術(shù)。CDMA技術(shù)的原理是基于擴頻技術(shù)，即將需傳送的具有一定信號帶寬的信息數(shù)據(jù)，用一個帶寬遠大于信號帶寬的高速偽隨機碼進行調(diào)制，使原數(shù)據(jù)信號的帶寬被擴展，再經(jīng)載波調(diào)制并發(fā)送出去。接收端使用完全相同的偽隨機碼，對接收的帶寬信號做相關(guān)處理，把寬帶信號轉(zhuǎn)換成原信息數(shù)據(jù)的窄帶信號，即解擴，以實現(xiàn)信息通信。歐洲主導(dǎo)的UMTS、美國主導(dǎo)的CDMA2000、中國主導(dǎo)的TD-SCDMA成為第三代移動通信系統(tǒng)標準。在3G系統(tǒng)發(fā)展初期，一種新的基站架構(gòu)誕生了，基站從以前的基帶子系統(tǒng)與射頻子系統(tǒng)集中在一起演變成了基帶集中放置的基帶資源池（BBU）加射頻拉遠單元RRU兩個獨立的設(shè)備。BBU與RRU之間采用光纖連接，進行基帶數(shù)據(jù)和控制告警信息傳輸、接收。這種新架構(gòu)的出現(xiàn)使得網(wǎng)絡(luò)性能及建網(wǎng)難度大幅降低，極大地推動了第二代和第三代移動通信系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)的發(fā)展。在此階段RRU也從剛出現(xiàn)時只支持單制式演進為支持多制式的混模射頻單元，并有一定向后兼容的能力，為運營商網(wǎng)絡(luò)平滑升級提供了便利并帶來成本優(yōu)勢。4.第四代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)隨著2G及3G移動通信系統(tǒng)的廣泛應(yīng)用，更多的移動互聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)開始興起，人們開始習(xí)慣使用移動設(shè)備上網(wǎng)，基于互聯(lián)網(wǎng)的服務(wù)也開始向移動設(shè)備上轉(zhuǎn)移。由于2G及3G系統(tǒng)單位頻率上的數(shù)據(jù)速率（頻譜效率）較低且頻譜資源有限，使得移動系統(tǒng)容量受限，移動互聯(lián)網(wǎng)成為終端用戶的體驗瓶頸。大容量寬帶移動互聯(lián)網(wǎng)需求不僅要通過向第四代數(shù)字蜂窩移動通信技術(shù)演進來滿足用戶需求，同時還需要更多的頻譜資源來擴展容量。第四代數(shù)字蜂窩移動通信技術(shù)被命名為LTE，它以O(shè)FDM技術(shù)和MIMO技術(shù)為核心，相對于3G系統(tǒng)，其頻譜效率得到了大幅提升，系統(tǒng)的峰值數(shù)據(jù)速率也隨著LTE標準的不斷演進得到了極大提升。這一代系統(tǒng)被簡稱為4G。3G系統(tǒng)由于制式眾多且互不兼容，各制式之間的網(wǎng)絡(luò)同樣無法進行互通互聯(lián)，同時為通信設(shè)備及終端設(shè)備設(shè)計也帶來更大的成本支出。4G統(tǒng)一到了LTE制式上，并按復(fù)用方式分為TDD及FDD兩種制式。隨著4G的廣泛應(yīng)用，移動互聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)得到了飛速發(fā)展，影響到了人類社會的方方面面，深刻改變了人們的生活習(xí)慣。在這個階段，RRU也出現(xiàn)了各種各樣的形態(tài)來應(yīng)對移動用戶對移動網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)容量的爆發(fā)式需求，比如集成度更高的多天線RRU和超寬帶RRU，在降低建網(wǎng)成本的同時提升網(wǎng)絡(luò)容量；用于熱點覆蓋或盲點覆蓋的小型SmallCellRRU滿足了室內(nèi)或室外立體覆蓋需求；天線一體化的AAU可以靈活利用現(xiàn)有的市政設(shè)施進行靈活布網(wǎng)；基于MassiveMIMO技術(shù)的AAU大幅提升了LTE系統(tǒng)的容量及頻譜效率，為熱點區(qū)域覆蓋提供了新的解決方案。1.2RRU系統(tǒng)RRU是基站系統(tǒng)中的射頻處理單元，由于一般外掛在室外環(huán)境中進行工作，因此與一般室內(nèi)設(shè)備相比，RRU對散熱及防水有更高的要求，這些特點可以從RRU的外觀看出來。在介紹RRU系統(tǒng)之前，我們先給讀者直觀展示一下RRU的外觀，如圖1-2所示。從外觀上看，RRU有很多條形的齒，這些齒的存在是為了增大RRU的散熱面積以提升RRU的散熱能力。由于RRU一般都是大功率發(fā)射，但其整機能耗效率由于受限于器件特性一般不會超過50%，有超過一半的能耗都轉(zhuǎn)化成了熱量，同時由于RRU通常掛于室外直接受到太陽直射且環(huán)境溫度非常高不利于散熱，因此對RRU自身散熱的要求就非?？量蹋琑RU的結(jié)構(gòu)在散熱的設(shè)計就顯得格外重要。由于水和塵土對于電子器件工作都有破壞作用，而RRU內(nèi)部都是由電子器件組成的，因此RRU要設(shè)計成一個完全密封的系統(tǒng)，對外接口部分也做了密封處理，這樣做的目的就是防水防塵以應(yīng)對室外惡劣的自然環(huán)境。圖1-2RRU外觀1.3分布式基站早期的基站收發(fā)信臺（BTS）分為基帶子系統(tǒng)（BDS）和射頻子系統(tǒng)（RFS），還有其他一些功能模塊：風(fēng)機、GPS時鐘、與基站控制器（BSC）接口、煙霧/水淹/門禁監(jiān)測等。把這些模塊裝配在一個室內(nèi)機柜里，作為一個獨立網(wǎng)元設(shè)備（稱為宏站）。這種基站雖然可劃分出基帶子系統(tǒng)和射頻子系統(tǒng)，但是這兩個子系統(tǒng)在物理上并不是完全獨立的。隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展，網(wǎng)絡(luò)容量要求越來越高，這種宏站布網(wǎng)成本及難度越來越大，因此通信設(shè)備廠商提出了一種新的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)——把BDS和RFS兩個子系統(tǒng)獨立出來，形成兩個獨立網(wǎng)元。比如目前通信設(shè)備制造商制造的射頻拉遠單元（RRU）、射頻系統(tǒng)單元（RadioSystemUnit，RSU）、基帶單元（BaseBandUnit，BBU）。其中RRU和RSU是獨立的射頻子系統(tǒng)，BBU是獨立的基帶子系統(tǒng)，由（RRU+BBU）構(gòu)成的基站，稱為分布式基站，分布式基站組網(wǎng)示意圖如圖1-3所示，BBU集中放置，多個RRU通過光纖從BBU拉遠到室外各個網(wǎng)點上構(gòu)成一個分布式網(wǎng)絡(luò)進行無線覆蓋。圖1-3分布式基站組網(wǎng)示意圖RRU作為一種新型的分布式網(wǎng)絡(luò)覆蓋模式，其核心思想是將基帶處理部分與射頻單元分離，以基帶池來集中完成基帶數(shù)據(jù)處理，射頻單元單獨外掛在天線端，基帶池與射頻單元通過光纖進行基帶信號的發(fā)送接收，從而構(gòu)成一個分布式覆蓋網(wǎng)絡(luò)。在網(wǎng)絡(luò)建設(shè)時將大容量的基帶部分集中放置在中心機房，用光纖連接RRU，RRU分置于網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃所確定的室外站點上，從而節(jié)省了常規(guī)解決方案所需要的大量機房。研究表明，同等規(guī)模的網(wǎng)絡(luò)建設(shè)，采用分布式網(wǎng)絡(luò)覆蓋方式可節(jié)約25%的初期建設(shè)成本，網(wǎng)絡(luò)運行初期可節(jié)省30%的運營成本。RRU也帶來了靈活的組網(wǎng)方式，采用分布式網(wǎng)絡(luò)覆蓋模式建設(shè)的通信網(wǎng)絡(luò)，可實現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)容量與覆蓋之間的轉(zhuǎn)化，這給網(wǎng)絡(luò)發(fā)展初期及后續(xù)擴容都帶來很大便利。在網(wǎng)絡(luò)發(fā)展初期，基站容量與實際網(wǎng)絡(luò)覆蓋需求并不平衡，通過分布式覆蓋技術(shù)，將集中置于中心機房的豐富容量基帶處理部分，通過RRU拉遠到周圍區(qū)域，從而擴展網(wǎng)絡(luò)的覆蓋，實現(xiàn)建網(wǎng)初期容量與覆蓋的平衡。隨著網(wǎng)絡(luò)發(fā)展，用戶數(shù)量逐步增加，網(wǎng)絡(luò)容量需求變得更大，初期通過分布式覆蓋技術(shù)建立起來的網(wǎng)絡(luò)容量與覆蓋之間的平衡很可能被破壞，因此需要對網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)進行調(diào)整，以恢復(fù)網(wǎng)絡(luò)容量與覆蓋之間的平衡。考慮到對已有用戶的質(zhì)量保證，分布式覆蓋技術(shù)支持平滑擴容，通過在中心機房中對原有的基帶處理部分進行增加和并柜處理，實現(xiàn)容量的平滑擴展。相對于以前放在室內(nèi)的宏站與天線距離較遠帶來較大的饋線損耗和布線困難，分布式網(wǎng)絡(luò)覆蓋由于RRU掛在室外更加接近天線，大幅度降低了饋線損耗。與不使用RRU的室內(nèi)宏站系統(tǒng)相比，在功放輸出功率相同的條件下，使用RRU系統(tǒng)的天線口輸出功率提高2～3dB，從而網(wǎng)絡(luò)覆蓋半徑增大14%～18%，覆蓋能力提升30%～39%。綜上所述，采用RRU技術(shù)可以為運營商帶來諸多利益，因此在3G時代，基站大都采用了這種分布式結(jié)構(gòu)，RRU也就順理成章地從移動通信系統(tǒng)基站系統(tǒng)中獨立出來。為了便于工程施工，RRU的體積一般都要求很小。因為是室外單元，工作環(huán)境惡劣，散熱條件不佳，因此對于RRU中的功放效率提出了較高要求，以降低系統(tǒng)熱耗。要提升功放效率就需要降低功放輸入信號的峰均比以改善功放線性，峰值因子削減算法（CFR）技術(shù)及數(shù)字預(yù)失真算法（DPD）技術(shù)因此成為RRU系統(tǒng)的標配功能，其性能好壞體現(xiàn)著RRU的核心競爭力。1.4RRU系統(tǒng)架構(gòu)RRU系統(tǒng)由硬件子系統(tǒng)及軟件子系統(tǒng)組成。硬件子系統(tǒng)完成光電信號轉(zhuǎn)換、中射頻硬件處理、散熱防水防塵等功能，軟件子系統(tǒng)在硬件系統(tǒng)的基礎(chǔ)上完成系統(tǒng)信息和流程的控制，并完成數(shù)字信號處理算法的處理及配置。硬件子系統(tǒng)與軟件子系統(tǒng)相互配合完成RRU的正常功能，任何一個子系統(tǒng)異常都會導(dǎo)致RRU系統(tǒng)工作異常。1.4.1RRU硬件子系統(tǒng)RRU系統(tǒng)是一個偏重于硬件的系統(tǒng)，硬件系統(tǒng)性能的優(yōu)劣直接決定著RRU指標的滿足度。RRU硬件功能上可分為兩個大的組成部分：一個是實現(xiàn)發(fā)射及接收鏈路處理功能的硬件鏈路收發(fā)子系統(tǒng)；另一個是用于散熱、防塵防水的結(jié)構(gòu)硬件系統(tǒng)。圖1-4為某RRU硬件的一個內(nèi)部剖面圖。從圖中可以看出，RRU內(nèi)部采用模塊化設(shè)計，由收發(fā)信板、功率放大器（PA）、雙工器、電源、天饋接口、維護窗、防雷接地、透氣閥、AISG和監(jiān)控信號等多個硬件部件。圖1-4RRU系統(tǒng)的硬件內(nèi)部剖面圖RRU收發(fā)信功能硬件系統(tǒng)如圖1-5所示，圖中RRU硬件系統(tǒng)由中頻數(shù)字處理、數(shù)模/模數(shù)轉(zhuǎn)換、時鐘處理、射頻電路、功率放大器、濾波模塊、電源模塊及監(jiān)控模塊組成。其中中頻數(shù)字處理包括上下行接口處理、下行DUC+CFR+DPD和上行DDC模塊。射頻電路包括射頻接收鏈路、發(fā)射鏈路、反饋鏈路。其中：1）收發(fā)信板，主要完成基帶信號與射頻信號之間的收發(fā)轉(zhuǎn)換處理功能；收發(fā)信板核心部分包括數(shù)字信號處理芯片（FPGA、DSP），用于實現(xiàn)中頻數(shù)字信號處理算法及外圍相關(guān)硬件控制；CPU芯片用于系統(tǒng)主控；AD/DA器件用于高速數(shù)模轉(zhuǎn)換處理；射頻硬件鏈路用于移頻及濾波處理等。圖1-5RRU收發(fā)信功能硬件系統(tǒng)框圖2）低噪聲放大器（不獨立成模塊，放在雙工器中或收發(fā)信板上或PA模塊中），用于放大接收信號，一般連接在雙工器之后。3）功率放大器（獨立模塊，或與收發(fā)信板集成在一塊單板上），對于發(fā)射射頻信號進行功率放大處理，一般位于收發(fā)信板與雙工器之間或收發(fā)信板發(fā)射鏈路輸出的最后一級。4）雙工器或濾波器（早期機型是獨立模塊，新機型與機箱結(jié)構(gòu)為一體），用于收發(fā)隔離，同時對于空口帶外干擾進行濾波抑制，一般位于RRU發(fā)射鏈路的最后一級，接收鏈路的第一級。5）電源（獨立模塊，或與收發(fā)信板集成在一起），為RRU系統(tǒng)硬件供電。6）RRU外圍硬件接口，用于對外連接其他部件或系統(tǒng)以及顯示系統(tǒng)狀態(tài)。RRU外圍硬件接口包括光纖接口、維護調(diào)試及檢測接口、電源供電接口、天線接口、AISG接口、指示燈顯示窗、保護接地口等。光纖接口傳輸光信號給光模塊或接收光模塊輸出光信號并通過光纖進行傳輸，其中光模塊為光電轉(zhuǎn)換模塊，是電信號與光信號轉(zhuǎn)換的橋梁。RRU工作時需要插入支持SFP/SFP+標準的光收發(fā)一體化模塊，即光模塊。在RRU上光纖接口一般至少有兩對，一對連接上一級的BBU或RRU，另一對作為級聯(lián)接口連接下一級RRU。維護調(diào)試及監(jiān)控接口用于RRU操作維護、生產(chǎn)調(diào)試、外部設(shè)備監(jiān)控等功能（包括用于調(diào)試的網(wǎng)口、半雙工的RS485接口，用于外部部件告警回傳的干節(jié)點輸入接口等）。電源供電接口連接外部電源給RRU供電。天線接口連接饋線收發(fā)射頻信號。AISG接口連接RCU設(shè)備，用于電調(diào)天線控制、天線參數(shù)讀寫、連接塔放設(shè)備并對塔放進行監(jiān)控。指示燈顯示RRU運行狀態(tài)及供電狀態(tài)，并提供硬件異常的告警狀態(tài)標記以便維護人員查看。保護地接口與地線相連，為RRU提供參考地用于防雷，防止硬件被雷電擊毀。1.4.2RRU軟件子系統(tǒng)RRU軟件子系統(tǒng)確保RRU系統(tǒng)能夠正常啟動并完成硬件系統(tǒng)的初始化配置，即把基站系統(tǒng)下發(fā)的配置信息按照一定的規(guī)則配置到硬件中，同時對系統(tǒng)工作狀態(tài)進行監(jiān)控并對異常進行預(yù)定處理。RRU軟件子系統(tǒng)主要實現(xiàn)數(shù)字中頻算法高速實時處理、外圍硬件的高速控制、操作系統(tǒng)實現(xiàn)、系統(tǒng)主控功能、數(shù)字中頻算法參數(shù)的提取等。軟件子系統(tǒng)的運行載體包括FPGA（Field—ProgrammableGateArray）芯片或數(shù)字IC芯片、能夠?qū)崿F(xiàn)高速并行數(shù)字信號處理功能的芯片、能夠?qū)崿F(xiàn)大規(guī)模運算量的DSP芯片或帶有高速運算單元的CPU芯片，以及能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)主控功能的CPU芯片。1.5RRU組網(wǎng)形式RRU是移動通信網(wǎng)絡(luò)最末端的一個節(jié)點，通過光纖拉遠方式通常采用CPRI協(xié)議或IR協(xié)議與BBU進行數(shù)據(jù)收發(fā)。CPRI（CommonPublicRadioInterface）最初是由多家設(shè)備廠商發(fā)起制定用于無線基站內(nèi)部通信的接口規(guī)范。IR是由中國移動發(fā)起制定用于TDD無線基站內(nèi)部的通信接口規(guī)范。RRU支持多種CPRI或IR組網(wǎng)方式，常見的有星型組網(wǎng)方式、鏈型組網(wǎng)方式、環(huán)型組網(wǎng)方式等。星型組網(wǎng)方式如圖1-6所示，每個RRU都分別通過光纖與機房中的BBU連接形成一個分布式星型網(wǎng)絡(luò)。此種組網(wǎng)方式優(yōu)點是可靠性高，一個RRU光口出現(xiàn)問題不會影響其他RRU的使用，同時組網(wǎng)方式簡單易于安裝與維護；缺點是需要耗費更多的光纖資源，增加了布網(wǎng)及施工成本。鏈型組網(wǎng)方式如圖1-7所示，在鏈型組網(wǎng)方式中只有離機房最近的RRU通過光纖與機房中的BBU相連接，其他節(jié)點的RRU與上一個節(jié)點RRU及下一個節(jié)點的RRU通過光纖連接，連接形式上形似一條鏈條，因此叫鏈型組網(wǎng)方式。鏈型組網(wǎng)優(yōu)點剛好彌補了星型組網(wǎng)的缺點，但鏈型組網(wǎng)的級聯(lián)級數(shù)和距離受限于接口速率，可靠性相對要低一些，其中一個RRU光口異常就會導(dǎo)致后級RRU無法工作。圖1-6星型組網(wǎng)結(jié)構(gòu)示意圖環(huán)型組網(wǎng)方式如圖1-8所示，環(huán)型組網(wǎng)方式中有兩個RRU分別通過光纖與放置于機房中的BBU連接，其他中間級RRU分別與上一個節(jié)點RRU及下一個節(jié)點RRU通過光纖連接，與BBU一起組成一個環(huán)型網(wǎng)絡(luò)。此組網(wǎng)方式相對于鏈型組網(wǎng)方式可靠性更高，正常工作時BBU只與與其連接的兩個RRU中的一個RRU發(fā)送接收數(shù)據(jù)，另外一個雖然也連在BBU上但并不進行數(shù)據(jù)收發(fā)。其他RRU依次級聯(lián)在與BBU進行數(shù)據(jù)收發(fā)的RRU上。一旦環(huán)網(wǎng)中一個RRU光口出問題，這個環(huán)路就斷為兩個鏈型網(wǎng)絡(luò)，分別與BBU連接的RRU級聯(lián)。通過這種主備切換方式，環(huán)型組網(wǎng)具有更高的可靠性。圖1-7鏈型組網(wǎng)方式示意圖圖1-8環(huán)型組網(wǎng)方式示意圖1.6RRU關(guān)鍵指標參數(shù)RRU作為無線射頻收發(fā)單元，其性能好壞直接影響著整個移動通信系統(tǒng)的性能，因此國際移動通信標準組織對于無線空口制定了一系列性能指標來規(guī)范無線射頻收發(fā)信機的性能。這些性能指標分為下行的空口指標和上行空口指標，接下來我們針對一些關(guān)鍵的射頻指標做一個介紹說明。1.EVMEVM（ErrorVectorMagnitude，矢量幅度誤差）是一種衡量信號幅度誤差和相位誤差的指標，反映測量信號經(jīng)過解調(diào)后與參考信號的矢量誤差量，簡單說就是信號解調(diào)性能的指標或信噪比的指標。EVM定義為誤差矢量信號平均功率的平方根值和參考信號的平均功率的平方根之間的比值，實際也就是誤差矢量信號和參考信號的均方根值之間的比值，并把這種比值以百分比的形式表示，值越小表示信號質(zhì)量越好。如圖1-9為EVM的計算示意圖。EVM通常以星座圖的方式很清楚地反映了信號的損傷程度，可以通過比較測量信號矢量與參考信號矢量得到的誤差矢量來評估。圖1-10為一個64QAM調(diào)制模式的星座圖，圖中共有64個星座點，64點組成了一個方形點陣。點陣越發(fā)散說明EVM越差，點陣越集中到如圖中的小圓圈里，說明EVM越好。圖1-9EVM的計算示意圖圖1-1064QAM解調(diào)星座圖2.PARPAR是Peak-to-AverageRatio的縮寫，中文翻譯為峰值平均功率比，簡稱峰均比。PAR定義如下：其中E（|x（n）|2）表示|x（n）|2的均值。由于射頻功率放大器（簡稱為功放）都不是線性的，而且其動態(tài)范圍也有限，所以當射頻信號進入功放后由于信號峰值過大，就會進入功放的非線性區(qū)域甚至飽和區(qū)域，從而導(dǎo)致功放輸出信號失真，一方面影響發(fā)射信號EVM，另一方面使得帶外干擾顯著增加，影響帶外頻譜的使用。早期無線射頻單元為了保證功放失真盡可能小，就需要增加功放的動態(tài)，這樣導(dǎo)致功放效率很低，系統(tǒng)熱耗過大。但隨著系統(tǒng)帶寬越來越寬，信號調(diào)制階數(shù)越來越高，信號的峰均比也隨之增加，簡單通過降低功放效率已無法解決問題。隨著數(shù)字信號處理技術(shù)的發(fā)展，出現(xiàn)了削峰（CFR）和數(shù)字預(yù)失真（DPD）技術(shù)，在不提升功放動態(tài)的前提下，通過削峰降低發(fā)射信號的峰均比，通過DPD來改善功放的線性，從而達到了提升了系統(tǒng)效率及性能的目的。PAR只表示最大峰值與平均功率的比值，無法反映信號峰值的出現(xiàn)頻度，實際上系統(tǒng)性能與峰值出現(xiàn)的頻度是有關(guān)的，峰值出現(xiàn)頻度越高功放的失真影響就會越大。因此還需要另外一種峰均比的統(tǒng)計特性來更加準確地表述系統(tǒng)峰均比，業(yè)界提出了采用功率互補累積分布函數(shù)（英文簡稱CCDF）曲線來表征峰均比的統(tǒng)計特性，一般定義為峰均比值超過某一門限的統(tǒng)計概率大小。移動通信系統(tǒng)中定義為峰均比的統(tǒng)計分布概率小于等于0.01%的峰均比值為系統(tǒng)的峰均比，這也就是我們通常所說的PAR。圖1-11為CCDF的曲線圖，圖中下面所示的曲線為削峰后的CCDF曲線，可以看出PAR被壓縮到了8dB以內(nèi)。圖1-11CCDF曲線3.ACPRACPR是AdjacentChannelPowerRatio的縮寫，中文名為鄰信道功率比，是用來衡量RRU系統(tǒng)發(fā)射載波鄰頻信道中的干擾量或功率量的標準。ACPR定義為相同積分帶寬下的發(fā)射載波頻點與其鄰頻信道（或偏移一定頻率信道）的積分功率之比。ACPR反應(yīng)的是發(fā)射通道非線性失真帶來的三階、五階甚至更高階互調(diào)特性。ACPR不好會導(dǎo)致發(fā)射載波的鄰頻甚至更寬的帶外頻譜受到污染，影響其他無線設(shè)備對這些頻譜資源的使用。在RRU系統(tǒng)中功率放大器（PA）的非線性特性是影響ACPR的主要因素，為了提升ACPR指標通常會采用DPD技術(shù)來改善PA的非線性特性。4.接收靈敏度接收靈敏度是衡量移動通信系統(tǒng)接收機接收微弱信號的能力，它是表征基站覆蓋范圍的關(guān)鍵性技術(shù)指標，也是無線空中接口標準中各個無線制式對于接收機性能衡量的關(guān)鍵技術(shù)指標。確定合理的接收靈敏度指標直接決定了移動通信系統(tǒng)射頻收發(fā)信機的性能及其可實現(xiàn)性。接收靈敏度是指在確保誤碼率（BER）不超過某一特定值的情況下，在接收機天線端口測得的最小接收功率。收機靈敏度跟很多因素有關(guān)，如噪聲系數(shù)、信號帶寬、解調(diào)信噪比等，一般來說靈敏度越高（數(shù)值越低），說明其接收微弱信號的能力越強。對于接收機來說，靈敏度代表的接收機性能水平，也是各個無線通信設(shè)備商努力提升的指標之一。其理論計算公式為：接收靈敏度=-174+NF+10lgB+SNR其中，NF為噪聲系數(shù)，B為信號帶寬，SNR為解調(diào)信噪比門限。從公式中可以看出，影響接收機靈敏度的因素有噪聲系數(shù)、信號帶寬及信號的最小解調(diào)信噪比。其中噪聲系數(shù)由接收機硬件設(shè)計性能決定，接收機性能好壞對于噪聲系數(shù)就會影響很大，如果接收機性能不好會導(dǎo)致靈敏度惡化；信號帶寬由無線通信協(xié)議確定，帶寬越寬靈敏度越差；信號最小解調(diào)信噪比由調(diào)制方式?jīng)Q定，比如64QAM調(diào)制就要比QPSK調(diào)制方式對于最小解調(diào)信噪比的要求就大很多。以5M帶寬QPSK調(diào)試方式的LTE為例，一般RRU接收機的噪聲系數(shù)可以做到2dB，5MLTE有用帶寬為4.5MHz，5M帶寬的QPSK調(diào)制的解調(diào)信噪比門限為0dB，則其靈敏度根據(jù)上式計算：-174+2+10lg（4.5×106）+0=-105.5dBm。5.接收機選擇性鄰道選擇性是指接收機存在一個鄰道干擾情況下，接收機滿足提取所需信號的能力。信道內(nèi)選擇性（ICS）是指當存在一個干擾信號時，接收機在分配的資源塊位置，接收有用信號的能力。對于寬帶接收機，接收機選擇性分為接收機通帶帶內(nèi)的和接收機通帶帶外的。接收機通帶帶外的干擾主要由雙工器及射頻濾波器進行抑制，而接收機通帶帶內(nèi)的干擾主要靠數(shù)字中頻濾波器來抑制。如果接收機的雜散抑制性能和線性性能不是很好，那么就會導(dǎo)致干擾信號混疊到有用信號帶內(nèi)使得接收有用信號受到干擾，影響接收性能。6.阻塞性能阻塞性能是指在存在大阻塞干擾信號的情況下，接收機滿足提取所需信號的能力。對于寬帶接收機，接收機通帶帶外的阻塞干擾主要由雙工器及射頻濾波器進行抑制。如果接收機熱噪聲、SFDR（SpuriousFreeDynamicRange，無雜散動態(tài)范圍）噪聲、倒易混頻噪聲等性能不好，會使得接收有用信號受到干擾，影響接收性能。第2章中頻數(shù)字鏈路本節(jié)將重點介紹數(shù)字鏈路處理模塊。數(shù)字處理跟模擬前端從實現(xiàn)的功能上講非常類似，主要是完成數(shù)字上/下變頻、濾波、采樣率變換等功能，具體應(yīng)用到了多速率信號處理、正交變換、高效濾波器等基礎(chǔ)理論知識。2.1RRU的數(shù)字中頻鏈路系統(tǒng)RRU系統(tǒng)定義為天線與基帶處理之間的所有收發(fā)電路和各種處理單元，而基帶處理部分則為無線通信系統(tǒng)的后端處理環(huán)節(jié)。天線與模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換之間的收發(fā)電路和處理單元則定義為模擬前端；而模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換與基帶處理之間的處理環(huán)節(jié)定義為RRU的數(shù)字鏈路處理系統(tǒng)。如圖2-1所示，數(shù)字處理系統(tǒng)分為兩部分，即從AD數(shù)據(jù)輸入到輸出給基帶處理之間的電路和處理部分，稱之為數(shù)字接收鏈路，數(shù)字接收鏈路主要包括移頻、DDC濾波器組、FIR濾波器等；從基帶數(shù)據(jù)輸入到輸出給DA之間的電路和處理部分，稱之為數(shù)字發(fā)射鏈路，數(shù)字發(fā)射鏈路主要包括：FIR濾波器、DUC濾波器組、混頻合路、CFR和DPD等。下面我們介紹輸入到數(shù)字處理系統(tǒng)的信號特征和要實現(xiàn)的功能。為了適應(yīng)各種不同的應(yīng)用，數(shù)字處理系統(tǒng)被要求盡量通用，其前端的收發(fā)通道帶寬一般比較寬，從ADC輸入到數(shù)字處理系統(tǒng)的信號特征：1）輸入信號一般為數(shù)字中頻信號（如果是射頻直接采樣，則是數(shù)字射頻信號）。圖2-1RRU系統(tǒng)的數(shù)字中頻鏈路2）輸入信號是整個雙工接收帶內(nèi)的信號，除有用信號外，可能還有許多其他的信號。3）有用信號的帶寬比接收通道帶寬要小，采樣速率比有用信號的帶寬要大得多。從數(shù)字接收鏈路輸出到基帶處理的信號要求如下：1）確定的中心頻率（一般是零中頻（ZIF））。2）有用信號匹配的帶寬。3）有用信號帶寬相適應(yīng)的采樣速率。數(shù)字接收前端接收和信號處理的整個過程如圖2-2所示。概括來說，高速模數(shù)轉(zhuǎn)換輸出同時包含有用信號和干擾信號，數(shù)字處理系統(tǒng)將有用信號分離、提取出來，并將有用信號搬移到基帶，用數(shù)字濾波器將帶外干擾濾除。所以，數(shù)字接收前端要實現(xiàn)如下功能：圖2-2RRU接收鏈路處理過程的頻域示意圖1）將所有有用的信號從數(shù)字中頻搬移到基帶。2）濾除其他無用信號和倍頻分量并盡可能匹配帶寬。3）降低采數(shù)速率，減少后期數(shù)字處理負擔。需要說明的是：在同一時間內(nèi)，有用信號的個數(shù)并不一定只有一個，可能是多個。從基帶發(fā)送到RRU的信號的主要特征：1）輸入信號一般為數(shù)字信號。2）有用信號的帶寬要比發(fā)射通道的帶寬小，采樣率與信號帶寬相匹配。發(fā)射鏈路是接收鏈路的逆過程，處理過程如圖2-3所示。基帶信號經(jīng)過DAC轉(zhuǎn)換為中頻模擬信號，中頻數(shù)字處理系統(tǒng)需要完成如下功能：1）濾波成型抑制帶外信號提高信噪比。2）完成基帶信號的升采樣以及多載波信號之間移頻相加功能。圖2-3RRU發(fā)射鏈路處理過程頻域示意圖在RRU中，接收鏈路首先對射頻模擬信號或者寬帶中頻信號通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器進行數(shù)字化，然后采用數(shù)字下變頻技術(shù)和多速率數(shù)字信號處理技術(shù)，對信號進行頻率變換、濾波、抽取等處理，將有用信號進行分離和提取，并將采樣速率降低到較低的速率，然后送到基帶去。發(fā)射鏈路正好相反，接收到基帶數(shù)字信號，首先對信號進行濾波成型，插值濾波，進行上變頻等處理，將多個載波信號進行數(shù)字移頻合并，削峰和DPD進行處理，然后按照DAC需求的采樣速率將數(shù)字信號發(fā)送給DAC轉(zhuǎn)換為射頻模擬信號。其中數(shù)字CFR模塊和DPD處理是數(shù)字中頻設(shè)計不可缺少的一部分。CFR模塊可以降低信號峰均比，減少信號動態(tài)范圍，降低DPD算法實現(xiàn)的難度。DPD一般在CFR之后，通過將信號預(yù)失真使功放的非線性區(qū)變成線性區(qū)，提高功放效率。2.2數(shù)字混頻在RRU中一般采用的是數(shù)字混頻來實現(xiàn)有用信號的頻點搬移。數(shù)字混頻主要由數(shù)字混頻器和數(shù)字控制振蕩器（NCO）組成。數(shù)字混頻和模擬下變頻工作原理相同，但數(shù)字混頻與模擬下變頻相比有較多優(yōu)點。數(shù)字混頻頻率穩(wěn)定性好，相位噪聲小，沒有溫度漂移等問題。但數(shù)字混頻由于存在數(shù)字量化、計算過程中的數(shù)字截位以及相位近似等問題，因而會對數(shù)字下變頻的性能有一些影響。下面將詳細介紹數(shù)字混頻的組成和工作原理。2.2.1數(shù)字控制振蕩器工作原理（NCO）數(shù)字控制振蕩器的目標是產(chǎn)生理想的正弦波和余弦波，即一個頻率可變、時間離散的正弦波和余弦波，如式（2.1）和式（2.2）所示。式中：fc為需要輸出的正弦波和余弦波的頻率，fs為正弦波和余弦波的采樣頻率。正弦波和余弦波的數(shù)據(jù)樣本產(chǎn)生可以通過數(shù)字處理器實時計算，但當信號采樣頻率比較高時，數(shù)字處理器的計算速度有限，實現(xiàn)實時計算比較困難。此時，NCO產(chǎn)生正弦波和余弦波數(shù)據(jù)樣本最有效、最簡單的方法就是查表法。即根據(jù)需要輸出正弦波頻率以及其采樣頻率，將其輸出的周期內(nèi)的各個采樣點的值都計算出來，并將這些值按照采樣順序儲存在一張表中。當混頻模塊工作時，每向混頻模塊輸入一個下變頻信號的采樣數(shù)據(jù)，NCO就增加一個2πfc/fs相位增量，根據(jù)相位累加值作為查表地址查詢該地址上的數(shù)據(jù)，即為所需要的正弦波的值。余弦波和正弦波在相位上相差90°，在查表地址上就相差一個固定值，即根據(jù)正弦波的查表地址加上固定的90°相位差的地址值，通過該地址查表得到的數(shù)據(jù)就是余弦波的值。正弦波和余弦波的值分別輸出到數(shù)字混頻器，與信號采樣值相乘，實現(xiàn)移頻。數(shù)字控制本地振蕩器和數(shù)字混頻器的功能框圖如圖2-4所示。NCO由三部分組成，包括相位累加器、相位加法器及正弦表只讀存儲器，NCO的控制輸入有頻率控制字、相位控制字和本振偏移頻率輸入等。相位累加器的作用就是將數(shù)字本振頻率和本振頻率偏移之和轉(zhuǎn)換成相位，每來一個采樣數(shù)據(jù)脈沖，相位在原來的基礎(chǔ)上增加一個相位增量，相位加法器的功能是設(shè)置一定的初始相位或者作為鎖相環(huán)中的相位微調(diào)，以滿足某些特定場景的應(yīng)用需求。相位的正弦值用查正弦表求得，也就是說，相位角度φ與其正弦值表存在一一對應(yīng)關(guān)系，只要保持一一對應(yīng)關(guān)系，查正弦表的地址不一定要真正的相位值，即若有F-φ，則F-TAB（φ）。相位值φ的計算表達式如式（2.3）所示，F(xiàn)的表達式如式（2.4）所示。式中，N為二進制數(shù)據(jù)的位數(shù)。F-TAB（φ）這種對應(yīng)關(guān)系需要轉(zhuǎn)換的原因是：由于時間的相位角度φ取值一般不是整數(shù)，這樣相位角度直接用二進制數(shù)表示且用作查正弦值表的地址是很復(fù)雜的。用式（2.4）的好處是：相位被放大了2N/2π倍，使得相位的分辨率和本振頻率的分辨率都大大增加了，如式（2.5）和式（2.6）所示。若表示相位的二進制數(shù)據(jù)位數(shù)N為32位，樣本速率fs為60MHz，則相位的分辨力和本振頻率的分辨率分別為0.000000084度和0.013970Hz。DDC具有這樣的精度分辨力對模擬下變頻來說是不可想象的。圖2-4NCO和混頻器的功能框圖2.2.2數(shù)字控制振蕩器的性能分析接下來介紹數(shù)字控制振蕩器的數(shù)據(jù)位數(shù)與性能的關(guān)系，NCO的數(shù)據(jù)位數(shù)包括兩個方面：一是相位數(shù)據(jù)的位數(shù)；二是相位的正弦值數(shù)據(jù)的位數(shù)。相位的正弦值數(shù)據(jù)的位數(shù)取決于相位數(shù)據(jù)的位數(shù)，即前者必須能表示相位變化時，其相位正弦值變化的最小值。相位變化最小值（相位分辨率的值）的正弦值的最新變化發(fā)生在（π/2-Δφ，π/2）、（π/2，π/2+Δφ）、（3π/2-Δφ，3π/2）、（3π/2，3π/2+Δφ）。這里有兩點說明：一是相位的取值范圍為（0，2π）；二是相位值用式（2.4）放大后，相位的取值只能是在（0，2π）區(qū)間等間隔分為的2N個取樣點。當N＞2時，π/2和3π/2都為其中的取值點，在（π/2-Δφ，π/2）區(qū)間，沒有取值點，也就是說相位正弦值的最新變化值發(fā)生在（π/2-Δφ）與π/2取值點的正弦值之差處；其他三個取值處類同；相位余弦的最新變化值也一樣，只不過發(fā)送的位置為（0，Δφ）、（π-Δφ，π）、（π，π+Δφ）、（2π-Δφ，2π）取值處。要想每個數(shù)值都表示出相位變化，要求相位的正弦值數(shù)據(jù)的位數(shù)只是能表示該正弦值之差，即：式中，Nmin表示相位的正弦值二進制數(shù)據(jù)位數(shù)。例如，當N=16時，由式（2.9）計算得Nmin≥28位。當相位正弦值數(shù)據(jù)的位數(shù)小于式（2.9）的計算值時，在（π/2-Δφ，π/2）等位置處取的值相等，即雖然兩點的相位值不等，但取的正弦值相等。在數(shù)字控制振蕩器中影響NCO正交性的就是表示相位正弦值的數(shù)據(jù)精度。由上述介紹可知NCO產(chǎn)生的正交兩路正弦波和余弦波本振信號的相位角度都是由同一個數(shù)值表示，不論相位角度的分辨率高或低，相位角度是不會產(chǎn)生任何正交誤差的。正交誤差有可能產(chǎn)生的根源是表示兩個正交本振信號數(shù)值的二進制位數(shù)，位數(shù)小到一定程度，使得兩個正交本振信號數(shù)值都用一定的近似值表示。例如為了使得抑制達到60dB，則正交誤差小于0.1度。設(shè)相位角度的分辨力Δφ≥0.1度，則根據(jù)式（2.9），表示相位角度的二進制位數(shù)N≥12位；根據(jù)式（2.10），表示相位角度的正弦值的二進制位數(shù)Nmin≥20位。2.2.3CORDIC算法上面介紹的是通過查表法生成數(shù)字本振信號，這種方法需要一個容量較大的表格。另外一種方法產(chǎn)生數(shù)字本振信號是用CORDIC算法。CORDIC是用于計算廣義矢量旋轉(zhuǎn)的一種迭代方法。由J.D.Volder于1959年提出，主要用于三角函數(shù)、雙曲函數(shù)、指數(shù)和對數(shù)的運算。該算法使得矢量的旋轉(zhuǎn)和定向運算不需要三角函數(shù)表以及乘法、開方、反三角函數(shù)等復(fù)雜的運算，僅需要進行加減和移位即可。1971年，Walther提出了統(tǒng)一的CORDIC算法，引入了參數(shù)m將CORDIC實現(xiàn)的三種迭代模式：三角運算、雙曲運算和線性運算統(tǒng)一于一個表達式下，形成了目前所用到的CORDIC算法最基本的數(shù)學(xué)基礎(chǔ)。該算法的基本思想是通過一系列固定的、與運算基數(shù)相關(guān)的角度不斷偏擺以逼近所需要的旋轉(zhuǎn)角度，可由以下等式進行描述：根據(jù)m=1、-1或0三種情況，上式分別稱為圓周旋轉(zhuǎn)運算、雙曲旋轉(zhuǎn)運算或線性旋轉(zhuǎn)運算。其中：使得結(jié)果Z(n)=0的旋轉(zhuǎn)稱為旋轉(zhuǎn)模式，使得結(jié)果y(n)=0的旋轉(zhuǎn)稱為向量模式。為了能達到所要求的結(jié)果，旋轉(zhuǎn)角αi要滿足下列條件：其中，σi=0或者1，F(xiàn)m(i)和Gm(i)是非負整數(shù)值。最通常的微轉(zhuǎn)角選擇方法為：當m=1時，tan(σi)=2-i；當m=-1時，tanh(σi)=2-i；當m=0時，σi=2-i。此時每一級迭代運算可以簡化為：運算可以僅由加法、減法和移位來實現(xiàn)，本級的微轉(zhuǎn)角旋轉(zhuǎn)方向σi由上一級運算結(jié)果和所處的旋轉(zhuǎn)模式?jīng)Q定。在所有級旋轉(zhuǎn)之后需要執(zhí)行一次模校正運算，即乘以模校正因子，一旦如上旋轉(zhuǎn)一系列微轉(zhuǎn)角之后，無論每個微轉(zhuǎn)角的方向如何，對于確定的m值，當n趨向無窮大時，模校正因子趨近于一個極限值km。因此CORDIC算法本身是一種逐位逼近算法，所以一般不論旋轉(zhuǎn)級數(shù)n是多少，都直接應(yīng)用其極限的二進制碼作為模校正因子。對于不同的m值、工作模式和初始值，可以產(chǎn)生不同的結(jié)果，如表2-1所示。表2-1CORDIC在不同情況下的輸出當m=1，配置為旋轉(zhuǎn)模式，X0=K，Y0=0，Zn=θ時，CORDIC旋轉(zhuǎn)計算出的就是我們需要的正弦波和余弦波。CORDIC算法的實現(xiàn)方式有兩種：簡單狀態(tài)機法和高速流水線處理器，前者主要采樣迭代方式，后者采用展開流水線方式。1.簡單狀態(tài)機結(jié)構(gòu)一般在對計算時間沒有嚴格要求的情況下，可以采用如圖2-5所示的迭代算法狀態(tài)機結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)CORDIC表達式計算。在每個周期內(nèi)都將精確地計算一次式（2.16）～式（2.18）所示的迭代。圖2-5CORDIC簡單狀態(tài)機結(jié)構(gòu)2.流水線CORDIC結(jié)構(gòu)流水線CORDIC算法結(jié)構(gòu)占用較多的硬件資源，但是流水線結(jié)構(gòu)可以提高數(shù)據(jù)的吞吐率。對于大多數(shù)的DSP算法來說，存在很多同一條指令連續(xù)處理很長一段數(shù)據(jù)的情況，此時高吞吐率就非常有意義。從當前VLSI的發(fā)展趨勢來看，芯片內(nèi)的門資源相對富裕，對流水線CORDIC的實現(xiàn)規(guī)模約束很小。此外，流水線CORDIC不存在迭代式CORDIC的反饋回路，使得單元結(jié)構(gòu)更加規(guī)則。圖2-6給出了流水線算法結(jié)構(gòu)。圖2-6CORDIC流水線結(jié)構(gòu)2.3多速率信號處理數(shù)字下變頻和數(shù)字上變頻的處理中除了數(shù)字振蕩器和正交變換處理外，還需要根據(jù)實際信號的頻譜特性、信號采樣率對數(shù)字信號進行數(shù)字濾波（成型濾波）和調(diào)整采樣率（調(diào)整采樣率需要多速率濾波器），以滿足不同的數(shù)字處理系統(tǒng)的需求。下面詳細介紹數(shù)字濾波器的實現(xiàn)。2.3.1數(shù)字濾波器濾波器可以分為數(shù)字濾波器和模擬濾波器兩大類。在數(shù)字系統(tǒng)中，特別是無線通信系統(tǒng)中，除A/D轉(zhuǎn)換前的抗混疊濾波器和D/A轉(zhuǎn)換之后的抗鏡像濾波器必須采用模擬濾波器外，其他需要濾波器的場合可以優(yōu)先采用數(shù)字濾波器。數(shù)字濾波器與模擬濾波器相比，有以下優(yōu)點：1）數(shù)字濾波器的頻域特性容易控制，性能指標優(yōu)良。2）數(shù)字濾波器可以工作在極低頻率，可以方便地實現(xiàn)模擬濾波器難以實現(xiàn)的線性相位系統(tǒng)。3）數(shù)字濾波器工作穩(wěn)定，一般不會受到外部環(huán)境的影響。4）數(shù)字濾波器靈活性和可重用性高，只需要簡單的編程就可以修改濾波器特性，設(shè)計周期短。下面首先介紹數(shù)字濾波器的基本分類和性能指標，然后給出基于MATLAB的濾波器設(shè)計方法，最后對濾波器的FPGA實現(xiàn)和優(yōu)化進行討論。數(shù)字濾波器是從分析信號中提取用戶需要的信息，濾掉不需要的信號成分和干擾成分。根據(jù)信號與干擾的不同關(guān)系，可以從時域、頻域或變換域進行信號濾波器設(shè)計。頻域濾波就是要提取或抑制所分析信號中某些頻帶的信號成分，如電話網(wǎng)絡(luò)DTMF碼的識別。電話機上的每個按鍵，應(yīng)用一個高頻正弦波和一個低頻正弦波，兩者疊加后組成一個DTMF碼。接收端設(shè)計一系列帶通濾波器，檢測各種頻率正弦波的有無，并根據(jù)正弦波的頻率識別DTMF碼。進行頻域濾波器設(shè)計時，要求信號和被濾除的信號在頻域具有可分性，當二者的頻帶相互重疊時，就不可能從頻域設(shè)計得到真實信號。時域濾波主要是根據(jù)信號和噪聲之間的統(tǒng)計特性的差異完成濾波的。在觀測信號的過程中，真實信號往往會受到加性噪聲的干擾，由于噪聲的頻譜很寬，信號頻譜和噪聲頻譜肯定會產(chǎn)生重疊，當信噪比較低時，信號頻譜甚至?xí)辉肼曨l譜淹沒。時域濾波一般基于最小二乘法，又稱為波形估計，按照不同的功能又可以分為線性平滑、線性預(yù)測和維納濾波。當信號沒有受到時域加性噪聲的影響時，也會因為其他各種原因而產(chǎn)生失真，這里最常見的是乘積性失真和卷積性失真。從失真信號中濾出真實信號的過程稱為同態(tài)濾波。在同態(tài)濾波中，一般需要完成解卷積和解乘積運算。本節(jié)僅設(shè)計線性頻域濾波。線性時不變數(shù)字濾波器的數(shù)學(xué)模型有很多種表示方法，在時域中可以用線性常系數(shù)差分方程給出：其等效的Z域傳遞函數(shù)為：當dk（1≤k≤N）值不全為0時，該濾波器Z域系統(tǒng)函數(shù)至少包含一個極點，此時相應(yīng)的單位脈沖必定無限長，所以該類濾波器常被稱為無限沖激響應(yīng)數(shù)字濾波器（IIR）。對于一個穩(wěn)定的數(shù)字系統(tǒng)，極點必須都在單位圓內(nèi)部。當dk值全為0時，Z域系統(tǒng)函數(shù)只有零點，數(shù)字濾波器的單位沖擊響應(yīng)為有限，通常這種數(shù)字濾波器被稱為有限沖激響應(yīng)濾波器（FIR）。令z=ejΩ，由數(shù)字濾波器的Z域系統(tǒng)函數(shù)H(z)可得其頻率特性為：式中，|H(ejΩ)|為濾波器的幅頻特性，φ(Ω)為濾波器的相頻特性，τ(Ω)為濾波器的群時延特性。線性經(jīng)典數(shù)字濾波器按幅頻特性分為低通、高通、帶通和帶阻4種基本類型，其理想特性如圖2-7所示。理想濾波器只有通帶和阻帶之分，通帶和阻帶之間幅頻響應(yīng)產(chǎn)生突變，其單位響應(yīng)是非因果的，是物理不可實現(xiàn)的。為了得到穩(wěn)定可實現(xiàn)的濾波器，實際濾波器的頻譜響應(yīng)往往由通帶、阻帶和過渡帶組成，且通帶和阻帶內(nèi)也有紋波。典型的低通濾波器曲線如圖2-8所示。除通帶和阻帶衰減指標外，過渡帶的帶寬和紋波是設(shè)計濾波器的重要頻譜因素。在設(shè)計濾波器時，一般只需要考慮幅頻響應(yīng)，只有一些特殊場合才對相頻特性有嚴格的要求，此時主要是希望濾波器具有線性相位，即不同頻率成分的信號經(jīng)過濾波器的延時相同。對于IIR和FIR濾波器來講，只有FIR具有線性相位，但是阻帶衰減效率差；IIR相位特性差，但阻帶衰減效率高。因此應(yīng)根據(jù)實際需求來選擇不同形式的濾波器。圖2-7理想數(shù)字濾波器的幅頻響應(yīng)模型圖2-8典型的低通濾波器的幅頻響應(yīng)曲線2.3.2有限脈沖響應(yīng)濾波器的設(shè)計與實現(xiàn)有限脈沖響應(yīng)濾波器（FIR）由有限個采樣值組成，在每個采樣時刻完成有限個卷積運算，可以將其幅度特性設(shè)計成多種多樣，同時還可保證精確、嚴格的相位特性。在高階的濾波器中，還可以通過FFT來計算卷積，從而極大地提高運算效率。這些優(yōu)點使得FIR得到廣泛的應(yīng)用。FIR濾波器只存在N個抽頭h(n)，N也被稱為濾波器的階數(shù)，則濾波器的輸出可以通過卷積的形式表示為：通過Z變換可以將其方便地表示為：可以看出，F(xiàn)IR濾波器只在原點處有極點，這使得FIR濾波器具有全局穩(wěn)定性。FIR濾波器是由一個抽頭延遲加法器和乘法器的集合構(gòu)成的，每個乘法器的操作系數(shù)就是一個FIR濾波器系數(shù)。因此，也被稱為抽頭延遲線結(jié)構(gòu)。FIR濾波器的一個重要特性是具有線性相位，即系統(tǒng)的相移和頻率成比例，可以無失真?zhèn)鬏?。FIR濾波器可以用方框圖方便地表示。用方框圖表示有以下幾個好處：可通過觀察法容易地寫出算法，通過調(diào)整框圖得到不同算法的等效框圖，可以容易地確定硬件的需求；此外還可以從傳輸函數(shù)所生成的框圖直接得到多種等效表示。其直接形式的方框圖如圖2-9所示。圖2-9FIR濾波器的直接形式利用轉(zhuǎn)置定理，可以將直接型轉(zhuǎn)化為其等效的轉(zhuǎn)置式FIR濾波器，其結(jié)構(gòu)如圖2-10所示。轉(zhuǎn)置FIR的優(yōu)點在于不需要給X(n)提供額外的移位寄存器，而且也沒有必要為達到高速處理給乘積的加法器添加額外的流水線。圖2-10FIR濾波器的轉(zhuǎn)置形式1.FIR濾波器的設(shè)計方法恒延時線性相移FIR濾波器的必要條件是沖激響應(yīng)對中心點偶對稱。若N為偶數(shù)，則中心點位于（N-1）/2和N/2之間；當N為奇數(shù)時，中心點位于（N-1）/2。按照N值的奇偶和h(n)的奇偶對稱性，可以將FIR濾波器分為4種：1）h(n)為偶對稱，N為奇數(shù)。h(ejw)的幅值關(guān)于w=0,π,2π成偶對稱。2）h(n)為偶對稱，N為偶數(shù)。h(ejw)的幅值關(guān)于w=π成奇對稱，不適合做高通濾波器。3）h(n)為奇對稱，N為奇數(shù)。h(ejw)的幅值關(guān)于w=0,π,2π成奇對稱，不適合做高通和低通濾波器。4）h(n)為奇對稱，N為偶數(shù)。h(ejw)在w=0，2π時為0，不適合做低通濾波器。FIR濾波器的基本方法是用一個有限級數(shù)的傅里葉變換去逼近所要求的濾波器響應(yīng)。FIR濾波器的基本設(shè)計方法可以分為窗函數(shù)法和頻率采樣法兩種。（1）窗函數(shù)法窗函數(shù)法是設(shè)計FIR濾波器最直接的方法，就是直接把無限時寬沖激響應(yīng)截短，得到有限長度的沖激響應(yīng)。一般來講，濾波器理想頻率響應(yīng)hd(ejw)都是分段不連續(xù)的，因而在時域內(nèi)其單位取樣響應(yīng)hd(n)是無限時寬的。窗函數(shù)法就是用一個窗函數(shù)去乘理想單位取樣響應(yīng)而得到的，即在時域內(nèi)將hd(n)加權(quán)截尾得到其逼近函數(shù)h(n)。設(shè)計線性相位FIR濾波器步驟如下：1）確定數(shù)字濾波器的性能要求：臨界頻率wc，濾波器單位脈沖響應(yīng)長度N。2）根據(jù)性能要求，合理旋轉(zhuǎn)單位脈沖響應(yīng)h(n)的奇偶對稱性，從而確定理想頻率響應(yīng)hd(ejw)的幅頻特性和相頻特性。3）得到單位脈沖響應(yīng)hd(ejw)后，在實際計算中，可對hd(ejw)按M（M遠大于N）點等距離采樣，并對其求IDFT得hm(n)，用hm(n)代替hd(n)。4）選擇適當?shù)拇昂瘮?shù)w(n)，根據(jù)h(n)=hw(n)=w(n)求所需要設(shè)計的FIR濾波器單位脈沖響應(yīng)。5）分析其幅頻特性，若不滿足要求，可適當改變窗函數(shù)形式或長度N，重復(fù)上述設(shè)計過程，直到得到滿意的結(jié)果。窗函數(shù)的傅里葉變換w(ejw)的主瓣決定了H(ejw)過渡帶寬。w(ejw)的旁瓣大小決定了H(ejw)在通帶和阻帶范圍內(nèi)波動幅度，常用的幾種窗函數(shù)有：式中，I0(β)為零階貝塞爾函數(shù)。（2）頻率采樣法頻率采樣法是從頻域出發(fā)，將給定的理想頻率響應(yīng)hd(ejw)加以等間隔采樣，如式（2.35）所示：然后以此Hd(k)作為實際FIR數(shù)字濾波器的頻率特性的采樣值H(k)，即令H(k)=Hd(k)（2.36）由H(k)通過IDFT可得有限長序列h(n)：將式（2.37）帶入到Z變換中，可得：式中，為內(nèi)插函數(shù)：雖然頻域采樣法看起來比較簡單，但是從內(nèi)插函數(shù)可以看到，除在每個取樣點上頻域響應(yīng)將嚴格與理想特性保持一致外，在取樣點之外的響應(yīng)由各取樣點內(nèi)插得到。因此，如果取樣點直接的理想特性越平緩，則內(nèi)插值就越接近理想。相反，如果取樣點之間的理想特性變化越劇烈，內(nèi)插值與理想值的誤差就越大，因此在理想特性的每個不連續(xù)點附近會出現(xiàn)肩峰和起伏，不連續(xù)性越大，肩峰和起伏就越大，因此需要對其進行優(yōu)化設(shè)計，來解決這個問題。窗函數(shù)設(shè)計是一種有效的使用方法，但未能解決在給定N值下如何設(shè)計一個最佳FIR濾波器的問題。頻域采樣法本身就是一種優(yōu)化的方法。本小節(jié)介紹另外一種頻域設(shè)計的優(yōu)化法——最大誤差最小化法。FIR濾波器的最大誤差最小化優(yōu)化設(shè)計是按照最大誤差最小化準則進行的，也就是常說的等紋波逼近，使設(shè)計的頻響域理想頻響之間的最大誤差在通帶和阻帶范圍內(nèi)均為最小，而且是等紋波逼近的，相比于其他優(yōu)化準則，這是一種比較好的優(yōu)化方法。在優(yōu)化設(shè)計中一般將線性相位FIR濾波器的單位脈沖響應(yīng)h(n)的對稱中心置于n=0處，此時線性相位因子α=0。當N為奇數(shù)，且N=2M+1時，有如果希望逼近一個低通濾波器，其通帶和阻帶帶寬wp和ws固定為某個值。在這種情況下，有定義一個逼近誤差函數(shù)：E(w)=W(w)[Hd(ejw)-H(ejw)]（2.43）E(w)為在希望的濾波器通帶和阻帶內(nèi)算出的誤差值，W(w)為加權(quán)函數(shù)。式中，k應(yīng)當?shù)扔诒戎?1/?2，?1為通帶波動，?2為阻帶波動。在這種情況下，設(shè)計過程要求|E(w)|在區(qū)間0≤w≤wp和ws≤w≤wp的最大值為最小，它等效于求最小?2。根據(jù)數(shù)學(xué)上多項式逼近連續(xù)函數(shù)的理論，用三角多項式逼近連續(xù)函數(shù)，在一定條件下存在最佳逼近的三角多項式，而且可以證明這個多項式是唯一的，這即為交替定理。在逼近過程中，可以固定k、M、wp和ws，而允許改變δ2。按照交替定理，首先估計出（M+2）個誤差函數(shù)的極值頻率點{wi},i=0,1,…,M+1，共計可以寫出（M+2）個方程式中，ρ表示峰值誤差。一般僅需求出ρ，便可用三角多項式找到一組新的極值頻率點，并求出新的峰值誤差ρ。以此反復(fù)，直到前后兩次ρ值相同，最小的ρ即為?2。2.FIR濾波器的MATLAB設(shè)計在MATLAB信號處理工具箱中，MATLAB提供了幾個子程序來實現(xiàn)上面的窗函數(shù)，同時還提供了兩個基于窗函數(shù)的FIR濾波器設(shè)計函數(shù)：fir1（標準通道濾波器）和fir2（多帶濾波器）。兩者都可以設(shè)計高通、低通、帶通等多種FIR濾波器。（1）fir1函數(shù)功能：設(shè)計標準頻率響應(yīng)的基于窗函數(shù)的FIR濾波器。語法：coef=fir1(n,Wn)

coef=fir1(n,Wn,'ftype')

coef=fir1(n,Wn,window)

coef=fir1(n,Wn,'ftype',window)

說明：fir1函數(shù)可以設(shè)計標準的加窗線性相位的FIR數(shù)字濾波器，可設(shè)計出標準低通，帶通、高通和阻帶濾波器。參數(shù)具體含義分別為：·n：濾波器階數(shù)?！n：通帶帶寬。在設(shè)計低通、高通時，0≤Wn≤1，Wn=1相當于0.5fs。在帶通和帶阻時，Wn為[0,1]之內(nèi)的一個區(qū)間段[W1,W2]。·ftype：為設(shè)計濾波器類型，主要用于帶通和帶阻濾波器設(shè)計?！type=high時，設(shè)計高通濾波器，ftype=stop時，設(shè)計帶阻濾波器。·window：用來指定濾波器的窗函數(shù)，以向量形式表示。向量window的長度必須是n+1，其默認是漢明窗。例如設(shè)計一個100階的FIR低通濾波器，通道帶寬為0.2。coef=fir1(100,0.2)；

freqz(coef,1,512)

得到濾波器的幅頻特性和相頻特性如圖2-11所示。圖2-11FIR濾波器設(shè)計（2）fir2函數(shù)功能：設(shè)計任意頻率響應(yīng)的基于頻率抽樣法的FIR濾波器。語法：coef=fir2(n,f,m)

coef=fir2(n,f,m,window)

coef=fir2(n,f,m,npt)

coef=fir2(n,f,m,npt,window)

coef=fir2(n,f,m,npt,lap)

coef=fir2(n,f,m,npt,lap,window)

說明：fir2函數(shù)可以用于設(shè)計具有任意頻率響應(yīng)的加窗FIR濾波器。其頻域特性主要由參數(shù)f和m決定。具體參數(shù)說明如下：·n：濾波器階數(shù)?！：頻率點向量，取值范圍為[0,1]。向量f按照升序排列?！：幅度向量，包含與f對應(yīng)的濾波器幅度。·window：濾波器窗函數(shù)，默認為漢明窗?！ap：指定fir2在重復(fù)頻點附件插入的區(qū)域大小。例如設(shè)計一個200階的帶通濾波器，通帶為[0.4,0.6]，f=[0,0.2,0.4,0.6,0.8,1]；

m=[0,0,1,1,0,0]；

coef=fir(200,f,m)；

freqz(coef,1,512)；

得到幅頻特性和相頻特性曲線如圖2-12所示。圖2-12帶通濾波器設(shè)計（3）FDATOOL的使用FDATOOL是MATLAB信號處理工具箱里專用的濾波器設(shè)計分析工具。在FDATOOL中可以靈活地設(shè)計各種經(jīng)典濾波器，并查看濾波器的各種指標，得到濾波器的系數(shù)。打開FDATOOL的方法有兩種：1）通過MATLAB的start→Toolboxes→FilterDesign→FiterDesign&AnalysisTool打開；2）在MATLAB的CommandWindow中輸入：fdatool即可打開。FDATOOL的設(shè)計界面如圖2-13所示。圖2-13FDATOOL界面濾波器設(shè)計主要需要調(diào)整的參數(shù)如下：·ResponseType（濾波器響應(yīng)類型）包括Lowpass（低通濾波器）、Highpass（高通濾波器）、Bandpass（帶通濾波器）、Bandstop（帶阻濾波器）和特殊FIR濾波器。·Design（設(shè)計方法）包括IIR濾波器的Butterworth（巴特沃斯法）、ChebyshevTypeI（切比雪夫Ⅰ型法）、ChebyshevTypeⅡ（切比雪夫Ⅱ型法）、Elliptic（橢圓法）、FIR濾波器的Equiripple法、least2Squares（最小二乘法）、Window（窗函數(shù)法）。·FilterOrder定義濾波器的階數(shù)，包括SpecifyOrder（指定階數(shù)法）和Mininumorder（最小階數(shù)法）?！requencySpecifications定義濾波器的各參數(shù)，包括采樣率，通道的截止頻率和阻帶的截止頻率。它的具體選項由FilterType和DesignMethod決定，例如，Bandpass帶通濾波器需要定義Fstop1（下阻帶截止頻率）、Fpass1（通道下限截止頻率）、Fpass2（通道上限截止頻率）、Fstop2（上阻帶截止頻率）。而低通濾波器只需要定義通道截止頻率和阻帶截止頻率。采用窗函數(shù)設(shè)計濾波器時，由于過渡帶是由窗函數(shù)的類型和階數(shù)決定的，所以只需要定義通帶截止頻率即可?！agnitudeSpecifications定義幅值衰減特性。例如設(shè)計低通濾波器時，Apass設(shè)計通帶內(nèi)紋波情況，Astop定義阻帶衰減量。·WindowSpecifications定義在采樣窗函數(shù)設(shè)計方法時，選擇對應(yīng)的窗函數(shù)。3.FIR濾波器的FPGA實現(xiàn)FIR濾波器的實現(xiàn)方法有很多種，最常見的有串行結(jié)構(gòu)、并行結(jié)構(gòu)，以及分布式結(jié)構(gòu)等。本節(jié)主要介紹串行、并行兩種結(jié)構(gòu)和分布式算法結(jié)構(gòu)。（1）FIR濾波器的串行實現(xiàn)根據(jù)FIR濾波器的實現(xiàn)表達式，濾波器實質(zhì)就是做一個乘累加運算。一次乘累加運算的次數(shù)由濾波器的階數(shù)來決定，其串行結(jié)構(gòu)如圖2-14所示。圖2-14FIR濾波器的串行實現(xiàn)結(jié)構(gòu)由于FIR濾波器具有對稱系數(shù)，所以可先加法運算，然后把加法運算的結(jié)果再進行串行的乘累加運算，如圖2-15所示，串行結(jié)構(gòu)中乘法器只有一個。圖2-15FIR濾波器串行改進結(jié)構(gòu)在上面的實現(xiàn)中，雖然串行濾波器多用了N/2個加法器，但完成一次濾波結(jié)果所需時鐘的周期數(shù)減半，只需要N/2乘累加運算。這正是FPGA面積和速度相互轉(zhuǎn)換的結(jié)果，即多消耗硬件的資源，但同時也提高了處理速度。串行濾波器只使用了一個乘累加器，在硬件資源上比較節(jié)省。（2）FIR濾波器的并行實現(xiàn)把串行FIR濾波器展開，就可以直接根據(jù)濾波器的信號流圖用多個乘法器和加法器并行實現(xiàn)，如圖2-16所示，并行結(jié)構(gòu)中包含多個加法器和乘法器。圖2-16FIR濾波器的并行實現(xiàn)結(jié)構(gòu)并行濾波器可以在一個時鐘周期內(nèi)完成一次濾波，但要占用大量的乘累加器，器件延遲比較大，所以工作頻率不可能太高。為了提高濾波器速度，可以在中間加上適當?shù)募拇嫫?，?gòu)成流水線結(jié)構(gòu)，這樣濾波器不僅可以工作在更高頻率上，對速率固定的數(shù)據(jù)，可以通過多次重復(fù)用累加器來節(jié)省資源，這種結(jié)果就是通過串行與并行相互結(jié)合，在保證計算速度滿足要求的同時實現(xiàn)資源最小化。其一般實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖2-17所示。由于這種結(jié)構(gòu)中，數(shù)據(jù)靠簡單的延遲不能滿足計算調(diào)度的需求，因此需要利用ram和讀寫地址相互配置來實現(xiàn)各種順序的數(shù)據(jù)輸出。圖2-17改進后的FIR串并結(jié)合型結(jié)構(gòu)此外串并結(jié)合型濾波器的結(jié)構(gòu)設(shè)計和所用FPGA內(nèi)部提供的乘法器硬核也有很大的關(guān)系，有些FPGA的乘法器核中有預(yù)加器、乘法器和累加器等功能，而有些FPGA中乘法器核中只有乘法器。在濾波器設(shè)計中使用乘法器核中的預(yù)加器和累加器可以減少很多LUT資源，并能提供一些大位寬的計算速度，但使用有預(yù)加器和累加器的乘法器核時，需要考慮預(yù)加器和累加器對數(shù)據(jù)時序的要求，設(shè)計時需要根據(jù)實際需要調(diào)整控制邏輯，使得數(shù)據(jù)計算滿足其要求。（3）分布式算法的FIR濾波器分布式算法是在40年前被首次提出的，但直到Xilinx公司發(fā)明FPGA的查找表結(jié)構(gòu)后，分布式算法才廣泛應(yīng)用在計算乘積和之中，是一種以實現(xiàn)乘累加運算為目的的運算方法。它與傳統(tǒng)實現(xiàn)乘累加運算算法的不同之處在于：執(zhí)行部分積運算的先后順序不同。簡單地說，傳統(tǒng)算法是等到所有乘積產(chǎn)生之后再進行相加來完成乘加運算的；而分布式算法在完成乘加功能時是通過將各輸入數(shù)據(jù)每一對應(yīng)位產(chǎn)生的部分積預(yù)先進行相加形成相應(yīng)部分積，然后再對各部分積進行累加形成最終結(jié)果。與傳統(tǒng)算法相比，分布式算法年可以極大地減少硬件電路的規(guī)模，很容易實現(xiàn)流水線處理，提高電路的執(zhí)行速度。分布式算法對于濾波器而言，在卷積、相關(guān)、DFT等有乘累加運算的地方，都可以使用這種方法實現(xiàn)。分布式算法設(shè)計的先決條件是濾波器的系數(shù)h[i]可以通過運算得到，那么在技術(shù)上部分乘積項h[i]·x[n-i]就變成了一個常數(shù)乘法。分布式算法的主要特點是巧妙地利用查找表將固定系數(shù)的MAC運算轉(zhuǎn)化為查表操作，其運算速度不隨系數(shù)和輸出數(shù)據(jù)位數(shù)增加而降低，而且相對直接實現(xiàn)乘法器而言，硬件規(guī)模上得到極大的改善。分布式算法在小位寬時，其優(yōu)點是占用芯片資源少，不使用乘法器核，計算速度好，流水線結(jié)構(gòu)有利于時序設(shè)計等。但隨著輸入輸出數(shù)據(jù)位寬的增加，要通過查表實現(xiàn)乘法功能，其LUT數(shù)量成倍增加，算法的優(yōu)勢也隨之喪失。在通信系統(tǒng)中，由于對計算精度和信噪比的要求，數(shù)據(jù)位寬一般比較寬，故很少采樣分布式算法實現(xiàn)濾波器設(shè)計。實際系統(tǒng)中多采用串并復(fù)合型濾波器。4.多速率信號抽取與濾波在中頻鏈路處理中的DDC（數(shù)字下變頻）濾波器組內(nèi)，濾波器多數(shù)是抽取濾波器。抽取濾波器結(jié)構(gòu)如圖2-18所示，包括一個濾波器和一個抽取器。抽取是把原始的采樣數(shù)據(jù)每隔M-1個取一個，形成新的采樣序列。其中M為大于1的整數(shù)，稱為抽取因子。實現(xiàn)這一過程的轉(zhuǎn)置稱為M抽取器。圖2-18中輸入數(shù)據(jù)采樣率為f=1/T，輸出采樣率為f=1/(MT)。圖2-18抽取濾波器結(jié)構(gòu)設(shè)輸入序列為x(n)，輸出序列為y(n)，如果直接對x(n)進行抽取操作，則：y(n)=x(nM)（2.46）將式（2.46）轉(zhuǎn)換到頻域，則有：由于式（2.47）中Y(ejw)是一些平移樣本之和，如果輸入信號x(n)不是窄帶信號，抽取后信號頻譜就有可能發(fā)送混疊，這樣就無法從混疊后的信號Y(ejw)中恢復(fù)出原始序列x(n)。為了避免抽取后出現(xiàn)混疊，信號x(n)的帶寬必須限制在范圍內(nèi)。一般通過抗混疊濾波器來保證這一點，即在抽取前先對信號過低通濾波器，把信號x(n)的頻帶限制在范圍內(nèi)。如圖2-18所示，在抽取之前加低通濾波器進行帶寬限制處理。下面給出了在不進行濾波器進行抽取前后信號的頻譜變化，原抽取前信號采樣率為61.44Hz，在2倍抽取前信號所在頻譜范圍在（即[-15.36,15.36]）范圍內(nèi)，所以2倍抽取后信號頻譜并沒有發(fā)生混疊限制。當進行3倍抽取時，原來在頻點在-13Hz的信號已經(jīng)超出了范圍，此時原來在-13Hz頻點的信號被混疊到了6Hz附近。如圖2-19所示。為了抗混疊，抽取前一定會加上低通FIR濾波器，濾波器的通帶帶寬根據(jù)抽取倍數(shù)進行變化。當抽取倍數(shù)是2倍抽取時，抽取前添加的濾波器一般為半帶濾波器。半帶濾波器為FIR濾波器的一種特殊濾波器，其濾波器系數(shù)有一半為0。半帶濾波器的設(shè)計可以采用上面介紹的FIR濾波器的方式設(shè)計實現(xiàn)。由于其系數(shù)中有一半為0，通過普通FIR濾波器的設(shè)計方式就會非常浪費FPGA中珍貴的乘法器資源，同時也增加了濾波器的計算時間。因此半帶濾波器設(shè)計中只對濾波器系數(shù)不為0的系數(shù)和對應(yīng)數(shù)據(jù)進行乘累加計算，系數(shù)為0和其對應(yīng)的數(shù)據(jù)的乘法運算在FPGA中不進行實現(xiàn)。圖2-19抽取后頻譜的變化此外從算法的角度來看，濾波器計算后進行2倍抽取，即將其中的一半數(shù)據(jù)直接丟掉不用；為了減少計算量，可以將這一部分的數(shù)據(jù)的計算也拋棄掉，即不對這部分數(shù)據(jù)進行計算，這樣將2倍抽取和濾波器計算合在一塊實現(xiàn)可以極大地降低計算量同時減少FPGA的資源。綜上所述，半帶抽取濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)和FIR濾波器類似，是通過控制不對為0的系數(shù)以及要丟掉的數(shù)據(jù)進行計算，從而實現(xiàn)計算量的降低。5.多速率信號內(nèi)插與濾波在中頻鏈路處理中的DUC（數(shù)字上變頻）濾波器組內(nèi)，濾波器多數(shù)是插值濾波器。插值濾波器結(jié)構(gòu)包括內(nèi)插器和濾波器，如圖2-20所示。內(nèi)插是在已知序列x(n)的相鄰采樣點之間等間距地插入L-1個0值點，L為大于1的整數(shù)，稱為內(nèi)插因子。實現(xiàn)這一過程的系統(tǒng)稱為內(nèi)插器。其中輸入采樣率為f=1/T，輸出采樣率為f=L/T。圖2-20插值處理結(jié)構(gòu)設(shè)輸入序列為x(n)，輸出序列為y(n)，如果直接對x(n)進行內(nèi)插操作，則：將式（2.48）轉(zhuǎn)換到頻域，則有：Y(ejw)=X(ejwL)（2.49）式（2.49）表明Y(ejw)是對X(ejw)的L倍壓縮，即內(nèi)插后頻譜的周期變?yōu)樵瓉淼?/L。因此在數(shù)字頻率軸上，2π范圍內(nèi)產(chǎn)生重復(fù)的波形，稱為鏡像。于是對序列進行內(nèi)插，要想保證序列的原始頻譜特性不變，必須在內(nèi)插后接一個低通濾波器濾除鏡像頻譜。如圖2-20所示，在內(nèi)插后加