開關電源(SMPS)的拓撲結(jié)構(gòu)(第一部分)

第第頁開關電源(SMPS)的拓撲結(jié)構(gòu)(第一部分)對不同拓撲結(jié)構(gòu)SMPS的基本工作原理進行了介紹,并具體爭論了不同結(jié)構(gòu)的應用和優(yōu)缺點。

AN1114

開關電源〔SMPS〕的拓撲結(jié)構(gòu)〔第一部分〕

：

MohammadKamil

MicrochipTechnologyInc.

公式1：并聯(lián)掌握穩(wěn)壓器的功耗

PLOSS=VOUTIS+(IOUT+IS)RS

2

簡介

工業(yè)驅(qū)動向更小、更輕和更高效的電子設備的進展趨勢促進了開關電源〔SwitchModePowerSupply，SMPS〕的進展。通?？刹杉{幾種不同的拓撲結(jié)構(gòu)實現(xiàn)SMPS。本文是由兩部分應用筆記組成的系列介紹中的第一部分。文中對不同拓撲結(jié)構(gòu)SMPS的基本工作原理進行了介紹，并具體爭論了不同結(jié)構(gòu)的應用和優(yōu)缺點。該應用筆記將指導用戶如何針對特定應用選擇合適的拓撲結(jié)構(gòu)，并提供了如何為給定的SMPS設計選擇合適的電氣電子元器件的有用信息。

然而，假如通過轉(zhuǎn)變RS并保持IS為零的方法掌握輸出

此時轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的抱負功耗可運用公式2進電壓VOUT，

行計算。

公式2：串聯(lián)掌握穩(wěn)壓器功耗

RS

2

PLOSS=VIN2

(RS+RL)

為何采納SMPS？

通過對圖1中DC/DC轉(zhuǎn)換器進行概念性說明有助于了解開關電源的主要思想。負載電阻RL需采納恒定電壓VOUT供電，而這一電壓由初級電壓源VIN變換而來。如圖1所示，輸出電壓VOUT可通過轉(zhuǎn)變串聯(lián)電阻〔RS〕

或分路電流〔IS〕進行調(diào)整。

當通過轉(zhuǎn)變IS并保持RS恒定的方法對VOUT進行掌握

時，將在轉(zhuǎn)換器內(nèi)部產(chǎn)生損耗。這類轉(zhuǎn)換器稱為并聯(lián)掌握穩(wěn)壓器。其中轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的功耗由公式1給出。請留意，即使使得IS為零，也無法完全清除功耗。

這種類型的轉(zhuǎn)換器被稱為串聯(lián)掌握穩(wěn)壓器。轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的抱負功耗取決于串聯(lián)電阻的值RS。通過該電阻可實現(xiàn)對輸出電壓VOUT和負載電流IOUT的掌握。假如RS為零或無限大，那么轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的抱負功耗應為零。串聯(lián)掌握穩(wěn)壓器的特性成就了SMPS最初的想法，即可使得轉(zhuǎn)換損耗最小從而實現(xiàn)最大的效率。在SMPS中，串聯(lián)元件RS采納半導體開關進行替換，這樣可實現(xiàn)很小的導通電阻〔使導通損耗降到最低〕和較高的關斷電阻〔阻擋導通〕。在半導體開關之后放置運用非耗能型無源元件如電感和電容構(gòu)成的低通濾波器可實現(xiàn)恒定DC輸出電壓。用于實現(xiàn)開關電源的半導體開關在高頻條件下〔50kHz至數(shù)MHz〕會不斷導通和關斷，通過無源元件將電能從輸入傳遞到輸出。通過轉(zhuǎn)變占空比、頻率或半導體器件開關過程的相位都可實現(xiàn)輸出電壓掌握。由于無源元件的體積與開關頻率成反比，因此較高的開關頻率需要運用較小的磁性元件和電容。盡管高開關頻率帶來了功率密度大大提高的巨大好處，但它也導致轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的功耗增加和引入額外的電氣噪聲。

圖1：DC-DC轉(zhuǎn)換器

RS

IOUT

VIN

IS

RL

VOUT

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SMPS拓撲結(jié)構(gòu)的選擇

有幾種不同的拓撲結(jié)構(gòu)可用于實現(xiàn)SMPS。對于特定應用可選擇任何形式的拓撲結(jié)構(gòu)，不過任何一種結(jié)構(gòu)都有其獨特的特性，這使其最適合于某一特定的應用。在針對某一特定應用選擇最正確結(jié)構(gòu)時，關鍵之處在于了解特定結(jié)構(gòu)的基本工作特性、優(yōu)點、缺陷、繁復程度和運用領域等。以下因素將有助用戶進行最正確拓撲結(jié)構(gòu)的選擇：a)b)c)d)e)f)

輸出電壓是高于還是低于整個輸入電壓范圍？需要多少路輸出？

需要輸入和輸出之間的電絕緣嗎？輸入/輸出電壓特別高嗎？輸入/輸出電流特別大嗎？

變壓器原邊最高電壓和最大占空比是多少？

降壓轉(zhuǎn)換器

降壓轉(zhuǎn)換器僅能提供比輸入電壓低的平均輸出電壓，這正如其名稱所表示的一樣。降壓轉(zhuǎn)換器的基本原理圖和開關波形如圖2所示。

在降壓轉(zhuǎn)換器中，開關〔Q1〕與輸入電壓源VIN串聯(lián)。輸入電壓源VIN通過功率開關和低通濾波器饋送到輸出，而低通濾波器那么由電感和電容構(gòu)成。

在穩(wěn)態(tài)運行中，假設開關導通時間為TON，輸入將向輸出和電感〔L〕提供能量。在TON期間，電感電流流經(jīng)功率開關且VIN和VOUT之間的正向電壓差將加在電感兩端，如圖2〔C〕所示。因此，電感電流IL將呈線性規(guī)律從當前值IL1上升到IL2，如圖2〔E〕所示。在TOFF期間，當開關關閉，電感電流的方向與前面相同，這是由于電感中的儲能繼續(xù)提供負載所需電流。在

，二極管D1提供電感電流回路；Q1關閉期間〔TOFF〕

因此，該二極管稱為續(xù)流二極管。在TOFF期間，輸出電壓VOUT將以反方向加在電感兩端，如圖2〔C〕所示。因此，電感電流將從當前值IL2減小至IL1，如圖2〔E〕所示。

因素〔a〕有助于確定電源結(jié)構(gòu)是采納降壓型、升壓型還是降壓-升壓型結(jié)構(gòu)。因素〔b〕和〔c〕將有助于確定電源拓撲結(jié)構(gòu)中是否應具有變壓器。電源的牢靠性取決于依據(jù)〔d〕、〔e〕和〔f〕所選擇的拓撲結(jié)構(gòu)。

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圖2：

降壓轉(zhuǎn)換器

IQ1

L

(A)

IN

IL-

IOUTOUT

D1

(B)Q1GATE

t

(C)

VL

VINVOUT

t

-OUT

(VIN-VOUT)/L

(D)

IIN

t

-VOUT/L

(E)

IL

IL2IL1

t

(A)=降壓轉(zhuǎn)換器

(B)=MOSFETQ1的柵極驅(qū)動脈沖(C)=電感L兩端的電壓(D)=輸入電流IIN(E)=電感電流IL

連續(xù)導通模式

電感電流在一個開關周期〔TS〕內(nèi)是連續(xù)的且不會減小到零〔TS〕；因此，這一運行模式稱為連續(xù)導通模式。在該模式下，輸出和輸入電壓的關系由公式3給出。其中D為占空比，由公式4給出。

公式4：占空比

TOND=TS

其中：TON=導通周期TS=開關周期

公式3：降壓轉(zhuǎn)換器的VOUT/VIN關系

VOUT=DVIN

假如輸出和輸入電壓之間的比值小于0.1，一般建議采納兩級降壓轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)，即對輸入電壓進行兩次降壓變換操作。盡管降壓轉(zhuǎn)換器可以連續(xù)或不連續(xù)工作，但其輸入電流總是不連續(xù)的，如圖2〔D〕所示。這將導致該結(jié)構(gòu)較其他拓撲結(jié)構(gòu)會運用更大的電磁干擾〔electromagneticinterference，EMI〕濾波器。

2022MicrochipTechnologyInc.DS01114A_CN第3頁

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電流模式掌握

在設計降壓轉(zhuǎn)換器時，總要對電感和電容的大小進行權(quán)衡。

較大的電感值意味著需要在磁芯上繞制更多的匝數(shù)，但從輸出電容角度來看那么意味著更小的紋波電流〔滿載電流的10%〕；因此，電感中的損耗將增加。而且，更小的紋波電流使得電流掌握模式幾乎難以實現(xiàn)〔有關電流掌握技術(shù)的具體信息請參見“掌握方式”〕。因此，這種轉(zhuǎn)換器的負載瞬態(tài)響應較差。

較小的電感值將導致紋波電流增加，這使得電流模式掌握的實現(xiàn)更為方便，轉(zhuǎn)換器的負載瞬態(tài)響應也得到提升。然而，較高的紋波電流需要運用低等效串聯(lián)阻抗〔EquivalentSeriesResistor，ESR)的電容來滿意輸出電壓的紋波的峰-峰值要求。通常說來，要實現(xiàn)電流模式掌握，電感中的紋波電流應至少為滿載電流的30%。

流達到零〕時的功耗增加。假如降壓轉(zhuǎn)換器電感是針對中等負載設計的，但卻工作于空載或輕負載條件下，那么可能會發(fā)生這一狀況。在這種狀況下，假如同步MOSFET在電感電流到零時沒有馬上關斷，輸出電壓可能跌落到穩(wěn)壓限制范圍之下。

多相同步降壓轉(zhuǎn)換器

設計一個能夠在較低輸出電壓條件下提供大于35安培負載電流的單一同步降壓轉(zhuǎn)換器幾乎是不可能的。假如負載電流要求大于35-40安培，那么那么需要將多個轉(zhuǎn)換器并聯(lián)以提供這一數(shù)值的負載電流。

為使輸入和輸出電容實現(xiàn)優(yōu)化，全部并聯(lián)轉(zhuǎn)換器基于同一時基運行且每一個轉(zhuǎn)換器的開關均距離前一個轉(zhuǎn)換器固定的時間/相位。這種類型的轉(zhuǎn)換器稱為多相同步降壓轉(zhuǎn)換器。圖3顯示了多相同步降壓轉(zhuǎn)換器，以及每一個橋臂的柵極驅(qū)動脈沖與轉(zhuǎn)換器吸取的輸入電流之間的時序關系。固定的時間/相位由時間周期/n或300/n給出，其中“n”是并聯(lián)轉(zhuǎn)換器的個數(shù)。

輸入和輸出電容的設計取決于每一個轉(zhuǎn)換器的開關頻率乘以并聯(lián)轉(zhuǎn)換器的個數(shù)。從輸出電容的角度來看紋波電流減削“n”倍。與圖2〔D〕中所示的單一轉(zhuǎn)換器相比，多相同步降壓轉(zhuǎn)換器吸取的輸入電流是連續(xù)的且紋波較少，如圖3〔E〕所示。因此，對于多相同步降壓轉(zhuǎn)換器來說，較小的輸入電容能滿意設計要求。

前饋掌握

在降壓轉(zhuǎn)換器中，輸入電壓改變在電壓輸出端產(chǎn)生的影響通?？赏ㄟ^輸入電壓前饋掌握降到最低。與模擬掌握方式相比，運用具有輸入電壓檢測功能的數(shù)字信號掌握器能輕易實現(xiàn)前饋掌握。在前饋掌握方法中，數(shù)字信號掌握器一旦檢測到輸入電壓的改變，在輸入改變對輸出參數(shù)造成實際影響之前就將開始采用自適應措施進行相應的處理。

同步降壓轉(zhuǎn)換器

當輸出電流要求較高時，續(xù)流二極管D1中過高的功耗將限制可達到的最小輸出電壓。為減削大電流下的功耗并獲得較低的輸出電壓，采納具有極低導通電阻RDSON的MOSFET替代續(xù)流二極管。該MOSFET的導通與關斷與降壓MOSFET同步。因此，這一結(jié)構(gòu)稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。該同步MOSFET的柵極驅(qū)動信號需與降壓開關柵極驅(qū)動信號呈現(xiàn)互補關系。

MOSFET能夠以任一方向進行導通；這意味著假如電感中的電流由于負載較輕到零時，同步MOSFET應被馬上關斷。否那么，由于輸出LC諧振的緣由，電感電流的方向?qū)⒎聪颉苍谶_到零后)。在這一場景下，同步MOSFET作為輸出電容的負載并因其導通電阻RDSON而耗能，從而導致斷續(xù)運行〔在一個開關周期內(nèi)電感電

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升壓轉(zhuǎn)換器

升壓轉(zhuǎn)換器，顧名思義，只能輸出比輸入電壓高的平均電壓。升壓轉(zhuǎn)換器的基本原理圖和相應的開關波形如圖4所示。

在升壓轉(zhuǎn)換器中，電感〔L〕與輸入電壓源VIN串聯(lián)放置。輸入電壓源通過電感和二極管D1將電壓饋送到輸出。穩(wěn)態(tài)運行時，功率開關Q1的導通時間為TON，輸入電源將向電感提供能量。

在TON內(nèi)，電感電流〔IL〕流經(jīng)功率開關且輸入電壓VIN正向加在電感兩端，如圖4〔C〕所示。因此，電感電流將從當前值IL1線性上升到IL2，如圖4〔D〕所示。在該TON期間，輸出負載電流IOUT由輸出電容CO提供。輸出電容值應足夠大，這樣才可保證在TON時間內(nèi)提供相應的負載電流，同時使輸出電壓跌落的程度為所規(guī)定的最小值。

在TOFF期間，功率開關關斷，電感電流繼續(xù)憑借電感儲能維持原來的電流方向而輸入電壓源VIN向負載提供能量。在Q1關斷期間〔TOFF〕，二極管D1與輸出電容構(gòu)成了電感電流回路。在TOFF時間內(nèi)，電感電流流經(jīng)二極管，VIN和VOUT之間的壓差反向加在電感兩端，如圖4〔C〕。因此，電感電流將從當前值IL2減削到IL1，如圖4(D)所示。

連續(xù)導通模式

如圖4〔D〕所示，電感電流是連續(xù)的且在一個開關周期內(nèi)〔TS〕不會到零；因此，這一方法又稱為連續(xù)導通模式。其輸出和輸入電壓之間的關系，如公式5所示。

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公式5：

VOUT/VIN關系

VIN

VOUT=(1–D)

輸出電容紋波電流的均方根值〔rootmeansquare，RMS〕由公式6給出?？紤]圖4〔D)中所示之波形對其進行計算。在TOFF期間，脈動電流ID1流入輸出電容而恒定的負載電流〔IOUT〕流出輸出電容。

前置轉(zhuǎn)換器

前置轉(zhuǎn)換器是一種基于基本降壓轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)的變壓器隔離轉(zhuǎn)換器，其基本原理圖和相關開關波形如圖6所示。在前置轉(zhuǎn)換器中，開關〔Q1〕與變壓器〔T1〕原邊繞組串聯(lián)連接。開關在變壓器原邊繞組中產(chǎn)生脈動的電壓。變壓器用于將原邊電壓進行降壓變換并提供輸入電壓源VIN和輸出電壓VOUT的隔離。在穩(wěn)態(tài)運行狀態(tài)，當開關導通TON時間后，繞組同名端相對于非同名端為正。因此，二極管D1為正向偏置而二極管D2和D3為反向偏置。

當輸入VIN加載在變壓器原邊，勵磁電流IM將從初始零值按線性規(guī)律增加到最終值。遞增斜率為VIN/LM，其中LM為原邊繞組的勵磁電感，如圖6〔D〕所示。流經(jīng)原邊繞組的總電流為該勵磁電流與反映到原邊的電感電流〔IL〕之和。這一總電流在TON期間流經(jīng)MOSFET。二極管D2兩端的電壓等于輸入電壓乘以變壓器匝數(shù)比〔NS/NP〕。對于前置轉(zhuǎn)換器，在TON期間電感L兩端所加正向電壓由公式7給出，其中忽視了變壓器損耗和二極管的正向壓降。

公式6：電容紋波電流的均方根值

IRIPPLERMS=

ID1)–(IOUT)

2

2

其中：

ID1RMS=ID1的RMS值

IRIPPLERMS=電容紋波電流的RMS值IOUT=輸出DC電流

依據(jù)公式5，當占空比接近100%時，抱負狀況下的VOUT/VIN比率可能變得特別大。然而，與抱負特性不同，當占空比接近100%時VOUT/VIN卻隨之下降，如圖5所示。由于功率開關利用率較差，元件中涌現(xiàn)寄生參數(shù)，導致電感電容和半導體開關的損耗隨之增加。

公式7：電感兩端的正向壓降

ILNS

VL=VIN–VOUT=LNPt

圖5：

VOUT/VIN

76

54321

0.25

升壓轉(zhuǎn)換器中的VOUT/VIN和占空比

耗能

在導通階段的末期，當開關關斷，將不再有電流通路以消耗磁芯中儲存的能量。有很多方法可以消耗這一能量。圖6顯示了一種方法。在這種方法中，磁芯中的磁通將在NR繞組的同名端感應負電壓，這將使得二極管D3變?yōu)檎蚱貌⑶宄判局兴鶅Υ娴拇拍?。因此，NR繞組又稱為復位繞組。關斷期間的復位和勵磁電流對于避開飽和現(xiàn)象具有重要意義。

當開關關斷時，在TOFF期間，電感電流〔IL〕繼續(xù)沿原方向流淌，此時電感內(nèi)儲能繼續(xù)提供負載電流IOUT。

抱負情形

實際情形

0.5占空比=D

0.751

功率因數(shù)校正

當升壓轉(zhuǎn)換器運行于連續(xù)導通模式時，從輸入電壓源吸取的電流總是連續(xù)和平滑的，如圖4〔D〕所示。這一特性使得升壓轉(zhuǎn)換器成為功率因數(shù)校正〔PowerFactorCorrection，PFC〕應用的抱負選擇。功率因數(shù)〔PowerFactor，PF〕由總電流諧波畸變因子〔TotalCurrentHarmonicsDistortionFactor，THD)和相移因子〔DisplacementFactor，DF〕的乘積給出。因此，在PFC中，轉(zhuǎn)換器吸取的輸入電流應足夠連續(xù)和平滑以滿意輸入電流的THD指標，使其接近于1。此外，輸入電流應能跟隨輸入正弦電壓波形以滿意相移因子指標，使其接近于1。

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圖6：

前置轉(zhuǎn)換器

PNP

(A)

VIN

ISWQ1G

-S

I3

T1

NS

D3

D1

D2

ILVL

+VOUT-

(B)Q1PWM

t

(C)

VP

IN

t

(1+NP/NR)VIN

IM

IM

(D)

IIN

P

IM

IP

IM

t

T3TMTOFF

TS

I3

(E)

VDS

(1+NP/NR)VIN

IL

VIN

OUT

(1+NP/N)VIN

VIN

t

(F)

IL

IL

t

(A)=前置轉(zhuǎn)換器功率電路原理圖(B)=MOSFETQ1的柵極脈沖(C)=變壓器原邊繞組NP兩端的壓降(D)=流經(jīng)NP和NR的電流(E)=MOSFETQ1兩端的壓降(F)=輸出電感電流IL

DS01114A_CN第8頁2022MicrochipTechnologyInc.

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二極管D2稱為續(xù)流二極管并在Q1關斷期間〔TOFF〕提供電感電流回路。在TOFF期間，輸出電壓VOUT反向加在電感兩端。在連續(xù)導通模式下，輸出電壓和輸入電壓的關系由公式8給出，其中D是占空比。

公式10：最大占空比和VDS

NR(1–DMA*)=NPDMA*

1-=NDMA*

R1+

NP

公式8：前置轉(zhuǎn)換器VOUT/VIN關系

NS

V-V

INNP–OUTTON=VOUTTOFF

NS

VOUT=VIND

NP

NP

VDS=VIN+VIN

NR

下一次周期開始之前完成去磁的TM/TS的最大值等于〔1-D〕，因此前置轉(zhuǎn)換器的最大占空比由公式10給出。依據(jù)公式10，可以理解當原邊繞組匝數(shù)NP等于復位繞組匝數(shù)NR時，功率開關能具有最大的50%占空比而此時開關的阻斷電壓等于兩倍的輸入電壓。最大占空比的實際限制值應為45%，而由于元件的非線性和變壓器的漏感的存在，開關的最大阻斷電壓將大于兩倍的輸入電壓，。

勵磁掌握

當開關關斷時，二極管D1變?yōu)榉聪蚱?，因此IM將無

法流入二次側(cè)。因此，通過變壓器復位繞組可去除勵磁電流，如圖6〔A和D〕所示。

被折回的勵磁電流I3流經(jīng)復位繞組NR和二極管D3進入輸入電源。在I3流淌的時間間隔TM中，變壓器原邊兩端電壓和LM由公式9給出。

公式11：反激變壓器中的磁儲能

12

EP=--(IPK)LM

2

(VINTON)

-IPK=LM

公式9：原邊折回電壓

PNVNRIN

其中：

變壓器完成去磁所需時間可通過確認一個時間周期內(nèi)

LM兩端電壓需要為零的時間間隔來獲得。如圖6所示，最大值TM為在下一個周期開始之前變壓器完成去磁所需時間，且等于TOFF。因此，前置轉(zhuǎn)換器中功率開關〔Q1〕的最大占空比和最大漏至源阻斷電壓〔VDS〕由公式10給出，其中轉(zhuǎn)換器的原邊和復位繞組匝數(shù)分別為NP和NR。

EP=焦耳IPK=安培LM=亨

假如NR選擇為小于NP，那么最大占空比DMA*可能大于50%；然而，功率開關的最大阻斷電壓應力將變得大于

DMA*和VDS的值見公式10。假如NR選擇大于2VIN，

NP，DMA*將小于50%，但此時開關的最大阻斷電壓應力將小于2VIN，DMA*和VDS的值見公式10。由于復位和原邊繞組無需高電壓隔離，因此這兩個繞組可采納雙股并繞的方式以減小漏感。由于復位繞組只通過勵磁電流，這說明與原邊繞組相比，它只需采納較細線徑的導線。

2022MicrochipTechnologyInc.DS01114A_CN第9頁

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也可在變壓器兩端跨接一個齊納二極管或RC緩沖電路來替代轉(zhuǎn)換器的復位繞組實現(xiàn)對變壓器磁芯的去磁。磁性材料的不完全利用、最大占空比的限制和功率開關的高電壓應力使得前置轉(zhuǎn)換器成為離線低成本電源功率輸出〔高達150瓦〕切實可行的解決方案。其無脈動的輸出電感電流使得前置轉(zhuǎn)換器特別適用于大負載電流〔15A〕的應用場合。輸出電感的涌現(xiàn)限制了前置轉(zhuǎn)換器在高輸出電壓場合〔30V〕中的應用。這種應用場合通常需要一個巨大的電感來對抗高輸出電壓。

兩開關前置轉(zhuǎn)換器

通過在變壓器原邊繞組串聯(lián)回路中多設置一個功率開關〔Q2〕可將前置轉(zhuǎn)換器中功率開關所承受的最大電壓應力限制為等于輸入電壓，如圖8所示。這種轉(zhuǎn)換器稱為兩開關前置轉(zhuǎn)換器。兩開關前置轉(zhuǎn)換器的基本原理圖和開關波形如圖8所示。

如圖功率開關Q1和Q2由同一柵極驅(qū)動信號進行掌握，

8〔B和C〕所示。在穩(wěn)態(tài)運行狀態(tài)下，開關Q1和Q2導通TON時間，輸入電壓VIN加在變壓器原邊。在TON期間，勵磁電流和折回的輸出電感電流將流經(jīng)變壓器原邊繞組和開關Q1和Q2。

在導通周期的末期，當開關關斷時，磁芯中的磁通將在變壓器原邊中感應出反向電壓，這將使得二極管D1和

電D2正向偏置并向勵磁電流提供續(xù)流回路以復位磁芯。

壓VIN將反向加在變壓器原邊繞組兩端，如圖8〔D〕所示。假如變壓器T1中無漏感，NP兩端的電壓將等于

當勵磁電流VIN而功率開關兩端的最大阻斷電壓為VIN。

達到零時，二極管D1和D2將變?yōu)榉聪蚱?，而勵磁電流將在開關周期的剩余時間內(nèi)保持為零。兩開關前置轉(zhuǎn)換器副邊的工作原理與前面介紹的前置轉(zhuǎn)換器相同。

提高效率

與相同輸出功率等級的其他拓撲結(jié)構(gòu)相比，前置轉(zhuǎn)換器的效率較低，這是由于其中采納了四個重要的耗能元件：功率開關、變壓器、輸出二極管整流器和輸出電感。為增加效率，可采納同步MOSFET替代輸出二極管整流器。通過額外的或同樣的變壓器副邊繞組可實現(xiàn)對MOSFET的自驅(qū)動，如圖7所示。

圖7：同步整流器

D

Q1G2GD

S

應用考慮

功率開關阻斷電壓的減削使得設計人員能夠選擇更好的低電壓MOSFET進行設計。因此，兩開關前置轉(zhuǎn)換器可用于輸出功率達350瓦的場合。假如峰值電流使得功率大于350瓦，MOSFET的損耗將難以應付，而磁性元件的不完全利用將使得所需變壓器的體積更為巨大〔見圖9〕。因此，兩開關前置轉(zhuǎn)換器最適合于輸出功率等級為150至350瓦的應用場合。

負載瞬態(tài)響應的改善和電流模式掌握的實現(xiàn)需要減削輸出電感值和運用更好的輸出電容來滿意輸出電壓紋波要求，如“降壓轉(zhuǎn)換器”一章中所爭論?？蛇\用多輸出、前置轉(zhuǎn)換器耦合電感以獲得更好的交互負載調(diào)整需求。

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對不同拓撲結(jié)構(gòu)SMPS的基本工作原理進行了介紹,并具體爭論了不同結(jié)構(gòu)的應用和優(yōu)缺點。

AN1114

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2022MicrochipTechnologyInc.DS01114A_CN第11頁

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圖9：

單一開關轉(zhuǎn)換器的變壓器BH曲線

B

其中：

BSAT

公式12：反激變壓器的VOUT/VIN關系

VOUTNSD=NP(1–D)VIN

D=反激開關的占空比

B

在TON的末期，當功率開關關斷，變壓器勵磁電流將繼

續(xù)保持原有方向。勵磁電流將在變壓器同名端和非同名端之間感應負電壓。二極管D1變?yōu)檎蚱貌⒆儔浩鞲边吚@組電壓鉗制為輸出電壓。

H

變壓器原邊繞組中的儲能通過反激作用傳遞到副邊。這一儲能將向負載提供能量并對輸出電容進行充電。由于變壓器中的勵磁電流不能在開關關斷瞬間進行充電，原邊電流傳遞到副邊，而副邊電流的幅值為原邊電流和變壓器匝數(shù)比NP/NS的乘積。

耗散存儲的漏能

在導通期間的末期，開關將關斷，此時反激變壓器磁芯的漏能將沒有電流通路進行耗散。有很多方法可耗散這一漏能。圖10中的方法是運用由D2、RS和CS構(gòu)成的緩沖電路。采納這一方法時，磁芯中的漏磁通將在原邊繞組的非同名端感應出正向電壓。這將使得二極管D2正向偏置并提供磁芯中漏感儲能的續(xù)流通路以及將原邊繞組電壓鉗制為一個安全值。在這一過程中，CS將被充電直至比折回副邊反激電壓稍高，這一電壓又稱反激超調(diào)電壓。多余的反激能量將在電阻RS中耗散。穩(wěn)態(tài)時，假如全部其他條件仍保持不變，鉗位電壓將徑直與RS成比例。反激超調(diào)將提供其余強制電壓以在反激作用時驅(qū)動電流至副邊漏電感。這將導致變壓器副邊電流快速增加，從而提升反激變壓器的效率。

反激變壓器〔FBT〕

反激變壓器〔FBT)是基于基本降壓/升壓拓撲結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器隔離變壓器。其基本原理圖和開關波形如圖10所示。

在反激變壓器中，功率開關〔Q1)與變壓器〔T1)原邊繞組串聯(lián)。變壓器用來存儲開關導通時的能量并提供輸入電壓源VIN和輸出電壓VOUT之間的隔離。

穩(wěn)態(tài)運行時，開關導通時間為TON，繞組同名端相對于非同名端的電壓極性為正。在TON期間，二極管D1變?yōu)榉聪蚱枚儔浩骺煽醋饕粋€電感。電感值等于變壓器原邊勵磁電感LM，儲存來自輸入電壓源VIN的磁能〔見公式11〕。因此，變壓器原邊電流〔勵磁電流IM〕從其初始值I1線性上升到IPK，如圖10〔D〕所示。當二極管D1變?yōu)榉聪蚱脮r，負載電流〔IOUT〕由輸出電容〔CO〕提供。輸出電容值應足夠大，這樣才可保證在TON時間內(nèi)提供相應的負載電流，同時使輸出電壓跌落的程度為所規(guī)定的最大值。

連續(xù)導通模式

圖10〔D〕給出了反激變壓器在連續(xù)導通模式下工作時的波形。連續(xù)導通模式與反激變壓器磁芯的不完全去磁現(xiàn)象相全都。在導通期間TON磁芯磁通從初始值〔0〕線性增加到〔PK〕。在穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，TON期間磁芯磁通的改變應等于TOFF期間磁通的改變。這一點對于避開飽和很重要。穩(wěn)態(tài)運行和連續(xù)運行模式下的輸入和輸出電壓的關系如公式12所示。

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圖10：

反激變壓器

RS

CS

D1

VP

NP

ISW

Q1

DNS

ID1

IOUT

(A)

VIN

D2VOUT

(B)

Q1PWM

TON

TS

OFF

t

(C)

VP

IN

t

VIPK

(D)

ISW1

t

(E)

ID1

NPS

IPK

t

(F)

VINCLAMP

t

(A)=反激變壓器功率電路(B)=MOSFETQ1的柵極驅(qū)動脈沖(C)=原邊繞組兩端的壓降(D)=流經(jīng)MOSFETQ1的電流(E)=流經(jīng)二極管D1的電流(F)=MOSFETQ1兩端的壓降

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當工作在連續(xù)導通模式下時，占空比與從轉(zhuǎn)換器吸取的負載電流無關，且對于直流輸入電壓來說是個常數(shù)。然而，在實際狀況中，負載將使得變壓器內(nèi)部損耗和輸出二極管D2的損耗增加。為保持恒定的輸出電壓，即使在恒定直流輸入電壓條件下，連續(xù)導通模式掌握也需對占空比作微小調(diào)整。

由于原邊繞組中涌現(xiàn)副邊折回電壓和轉(zhuǎn)換器磁芯中的漏感儲能，功率開關所承受的的最大電壓應力VDS可由公式13給出。假如采納反激變壓器作為離線電源的通用輸入，考慮到副邊折回電壓為180V且變壓器漏感儲能導致的電壓尖峰〔比抱負值高出20%〕，功率開關的額定電壓應為700V。

圖11：

BBSAT

具有空氣隙的反激變壓器的BH曲線

BAC

公式13：

VDS

其中：

=VIN+VCLAMP+VLEAKAGE

反激變壓器中的最大VDS

H

H

H

VCLAMP=緩沖電路〔D2、R2和C2〕兩端的壓降VLEAKAGE=由于漏能導致的電壓尖峰

電容的選擇

如圖10〔E〕所示的脈動電流ID1流入，而DC負載電流流出輸出電容，這將導致反激變壓器的輸出電容承受較高的電壓應力。在反激變壓器中，輸出電容的選擇基于流經(jīng)電容的最大紋波電流的RMS值〔由公式6給出〕和輸出電壓紋波的最大峰-峰值要求。輸出電壓紋波的峰-峰值取決于流經(jīng)電容的紋波電流和其等效串聯(lián)阻抗〔ESR〕。電容的ESR和紋波電流將導致電容內(nèi)部溫升，這將影響電容的預期壽命。因此，電容的選擇主要取決于紋波電流額定值和ESR值，以此滿意有關溫升和輸出電壓紋波的指標要求。假如輸出紋波電流較大，建議采納多個電容并聯(lián)以替代單個且數(shù)值較大的電容。這些電容應距二極管陰極接線端等距離放置，這樣每一個電容才能均分電流。

反激拓撲的優(yōu)點

在最大輸出功率為5至150瓦的低成本電源應用中，反激拓撲應用廣泛。反激拓撲未運用輸出電感，這樣節(jié)約了成本、減小了體積和反激變壓器中的損耗。它特別適合于輸出電壓高達400V而輸出功率為較低的15-20瓦的應用場合。由于省去了輸出電感和續(xù)流二極管〔用于前置轉(zhuǎn)換器〕，因此反激變壓器拓撲特別適用于高輸出電壓應用。

在反激變壓器中，當涌現(xiàn)一個以上的輸出時，假如輸入電壓和負載改變，輸出電壓將涌現(xiàn)相互跟蹤的現(xiàn)象，這與前置轉(zhuǎn)換器相比要好很多。這是由于省去了輸出電感，輸出電容徑直連到變壓器副邊并在開關關斷期間〔TOFF〕作為一個電壓源。

空氣隙

為增加吞吐容量并減削反激變壓器磁芯的磁飽和程度，在變壓器磁芯中插入了空氣隙。這一空氣隙并不隨著磁芯材料的飽和磁通密度〔BSAT〕的轉(zhuǎn)變而轉(zhuǎn)變；然而，它卻增加了達到飽和的磁場強度H并減削了剩余磁通密度BR，如圖11所示。因此，空氣隙增加了deltaBH的工作范圍，從而增加了反激變壓器的吞吐量。

應用方面的考慮

對于同樣輸出功率等級且輸出電流要求大于12-15安培的場合，流經(jīng)輸出電容的峰-峰紋波電流RMS值將變得特別大且難以實現(xiàn)。因此，對于輸出電流要求較大的場合，最好選擇前置轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)而非反激結(jié)構(gòu)。

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推挽式轉(zhuǎn)換器

推挽式轉(zhuǎn)換器是一種基于基本前置結(jié)構(gòu)的變壓器隔離轉(zhuǎn)換器。其基本工作原理圖和開關波形如圖12所示。在兩個交替的半周期期間，通過變壓器帶中心抽頭的原邊繞組，用兩個開關Q1和Q2掌握高壓直流電的切換。這些功率開關將在轉(zhuǎn)換器原邊繞組產(chǎn)生脈動電壓。變壓器用來對原邊電壓進行降壓并提供輸入電壓源VIN和輸出電壓VOUT之間的隔離。

推挽式轉(zhuǎn)換器中運用的變壓器包含一個具有中間抽頭的原邊繞組和一個具有中間抽頭的副邊繞組。開關Q1和

因此兩個開關應在變壓器磁芯Q2由掌握電路進行驅(qū)動，

中產(chǎn)生等值反向的磁通。

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在穩(wěn)態(tài)運行過程中，當Q1導通時間為TON時，繞組同名端相對于非同名端將變?yōu)檎妷?。二極管D5變?yōu)榉聪蚱枚O管D6變?yōu)檎蚱?。因此，二極管D6提供了輸出電感電流IL流經(jīng)變壓器副邊繞組NS2的通路。當輸入電壓VIN加在變壓器原邊繞組NP1上，副邊繞組中將涌現(xiàn)折回的原邊電壓。變壓器副邊繞組電壓和輸出電壓VOUT之間的壓差將正向加在電感L上。因此，電

如圖12〔E〕感電流IL將從其初始值IL1線性上升到IL2，

所示。在TON期間，此時輸入電壓加在變壓器原邊繞組NP1上，磁芯中的磁通密度值將從初始值B1改變到B2，如圖13所示。

圖12：推挽式轉(zhuǎn)換器

D6

NP2

NP1

NS2NS1

D5

VIN

Q2

D

Q1

D

ILVOUTIOUT

(A)

Q1PWM

(B)

ONTS/2

Ts

OFF

t

IN

t

Q2PWM

VDS1

(C)

t

IINIQ1

IQ2IQ1IQ2

t

(D)

VDS2

t

IL2IL1

t

(E)

IL

(A)=推挽式轉(zhuǎn)換器

(B)=MOSFETQ1的柵極驅(qū)動脈沖(C)=MOSFETQ1的漏-源電壓Vds(D)=流經(jīng)MOSFETQ1和Q2的電流(E)=輸出電感電流

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在TON期間的末期，開關Q1關斷并在開關周期TS的剩余時間內(nèi)保持關斷狀態(tài)。開關Q2將在開關周期的一半〔TS/2〕處開始導通，如圖12所示。因此，在TOFF期間，開關Q1和Q2都將關斷。當開關Q1關斷，功率開關內(nèi)部集成的二極管將提供變壓器原邊漏感儲能的續(xù)流通路且輸出整流二極管D5將變?yōu)檎蚱谩．敹O管D5變?yōu)檎蚱?，它將與副邊繞組NS1一起構(gòu)成一半電感電流的續(xù)流通路，而二極管D6那么與副邊繞組NS2一起構(gòu)成另一半電感電流的續(xù)流通路。假定副邊繞組NS1和NS2具有相同的匝數(shù)，上述情形將導致變壓器副邊的兩個繞組兩端將加載等值反向的電壓。因此，TOFF期間副邊兩端的總電壓為零，這將使得變壓器磁芯中的磁通密度恒定為最終值B2。當兩個開關都關斷時，輸出電壓將反向加在電感L上。這樣，電感電流IL將從其初始值IL2按線性規(guī)律減小到IL1，如圖12〔E〕所示。

避開磁飽和

在經(jīng)過TS/2時間之后，當開關Q2導通，二極管D6將變?yōu)榉聪蚱们胰侩姼须娏鏖_始流經(jīng)二極管D5和變壓器副邊繞組NS1。在這段TON期間，當開關Q2導通，輸入電壓VIN將反向加載在變壓器原邊繞組NP2兩端，這將使得同名端相對于非同名端的電壓極性為負。當輸入電壓加載在變壓器原邊繞組NP2兩端時，磁芯中的磁通密度將從其初始值B2改變到B1，如圖13所示。假定原邊繞組NP1和NP2的匝數(shù)相同且副邊繞組NS1和NS2的匝數(shù)相同，那么兩個功率開關的導通時間TON應保持相同以避開變壓器磁芯涌現(xiàn)飽和。在TON周期結(jié)束之后，Q2將關斷并在TS周期的剩余時間內(nèi)保持關斷狀態(tài)，如圖12所示。

功率開關的額定電壓

在任一功率開關的TON期間，電壓VIN將加載到變壓器原邊繞組的一半，并在變壓器原邊繞組的另一半感生出相同的電壓。這將導致關斷的功率開關承受兩倍于輸入電壓的電壓。因此，用于推挽式轉(zhuǎn)換器的功率開關的電壓額定值需要大于至少兩倍的最大輸入電壓。對于實際的應用，由于漏感儲能引起的電壓尖峰和瞬態(tài)因素，功率開關的電壓額定值應比理論計算值大出20%。對于通用輸入電壓，功率開關的電壓額定值應為：2641.41421.2=895，因此實際所需的值為900伏。

VOUT/VIN關系

對于連續(xù)導通模式下穩(wěn)態(tài)工作時，其輸入和輸出電壓的關系表達式由公式14給出，其中D為功率開關的占空比。

公式14：推挽式轉(zhuǎn)換器的VOUT/VIN關系

NS

VOUT=VIN2D

NP

TOND=TS

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減削磁不平衡

假如兩個原邊繞組產(chǎn)生的磁通不相等，那么在每一個開關周期將會加入DC磁通并快速增至飽和。這一磁不平衡現(xiàn)象可由兩個開關的TON周期不相等、原邊繞組NP1和NP2匝數(shù)不等、副邊繞組NS1和NS2匝數(shù)不等和輸出二極管D5和D6的正向壓降不等等因素造成。同時，磁不平衡現(xiàn)象也可通過認真選擇柵極驅(qū)動電路、運用具有正溫度系數(shù)〔PTC〕通態(tài)電阻的開關器件、向變壓器磁芯加入空氣隙和運用峰值電流模式掌握技術(shù)來確定功率開關Q1和Q2的TON周期的方法加以減削。圖14說明了如何通過查看兩個開關Q1和Q2電流波形來確定穩(wěn)態(tài)運行中磁芯中磁不平衡的狀態(tài)。假如兩個開關的電流波形是對稱的且幅值相等，如圖14〔A〕所示，那么說明磁芯中的磁通偏移得到了較好的平衡且變壓器工作于安全區(qū)。然而，假如兩個開關的電流波形不對稱且峰值電流不相等，如圖14〔B〕所示，這說明磁芯中的磁通偏移不平衡；然而，它仍舊處于BH磁滯回線的安全工作區(qū)。假如某個開關的電流波形中具有向上的凹坑，如圖14〔C〕所示，這說明磁芯內(nèi)部的磁通偏移涌現(xiàn)較大的不等而磁BH回線接近飽和。磁場強度H的微小增加將導致勵磁電感的減小，但是勵磁電流的猛烈增加可能導致功率開關和變壓器損壞。

磁通倍增和伏秒箝位

當這樣的一個系統(tǒng)初次通電或在負載瞬態(tài)改變過程中，磁通密度將從零開始改變而非B1或B2，因此，這一瞬間可達到的磁通偏移將是穩(wěn)態(tài)條件下正常值的一半。這稱為“磁通倍增”。驅(qū)動和掌握電路需要能識別這一條件并愛護應用免遭寬驅(qū)動脈沖的破壞直至磁芯復原正常的工作條件。這稱為“伏秒箝位”。

銅的運用

推挽式變壓器需要有一個中間抽頭的原邊繞組，且每一個繞組只有在交替電源脈沖條件下才被激活，這說明原邊的繞組的利用率只有50%。未運用的銅線占據(jù)了線圈支架的空間且增加了原邊繞組的漏感。中間抽頭的原邊繞組通常需要雙線并繞，但這將導致在相鄰匝之間產(chǎn)生較大的溝通電壓。

應用考慮

開關上承受的高電壓〔2VIN〕和變壓器原邊繞組50%的利用率使得推挽式結(jié)構(gòu)不適合輸入電壓為歐洲、亞洲、或通用電壓范圍〔90VAC-230VAC〕以及當PFC用作前端整流器的應用場合。緣由在于磁芯的不完全利用率，而這是由于任何開關周期內(nèi)只有一個開關導通而變壓原邊繞組卻加載全部輸入電壓。推挽式結(jié)構(gòu)最適合于低電壓應用場合，如US標準的110VAC徑直輸入離