衛(wèi)星大作業(yè)設計

衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)設計

一、主要技術指標

1）主要覆蓋東南亞地區(qū)（92°E~140°E,10°S~23°26'N）,地面終端為

手持機。

2）地球同步軌道，衛(wèi)星軌道的高度為36000km。

3）波束：衛(wèi)星天線有140個點波束，EIRP：73dBW,G/T：

15.3dB/Ko

4）支持數(shù)據(jù)速率9.6kbps,至少能提供10,000路雙向信道。

5）頻段：L波段，上行1626—1660MHz,下行1525—1559MHz。

二、總體技術方案

1.系統(tǒng)組成

衛(wèi)星通信系統(tǒng)主要由衛(wèi)星星載轉發(fā)器、地球站接收和發(fā)送設備組

成。系統(tǒng)組成如圖（1）所示，從圖中可以看出這些設備是如何構成

系統(tǒng)，以提供端到端的鏈路的（用戶終端一信息編碼一調制器一上變

頻器一功率放大器一衛(wèi)星接收、下變頻一解調、路由一上變頻、發(fā)射

一接收機與解調器一用戶終端）。

發(fā)送端輸入的信息經過處理和編碼后，進入調制器對載波進行調

制；已調的中頻信號經上變頻器將頻率搬移到所需的上行射頻頻率,

最后經過高功率放大器放大后，饋送到發(fā)送天線發(fā)往衛(wèi)星。衛(wèi)星轉發(fā)

器除了對所接收的上行信號提供足夠的增益外，還進行必要的處理

（頻率變換、譯碼、編碼等）。衛(wèi)星發(fā)射天線將信號經下行鏈路送至

接收地球站。地球站首先將接收的微弱信號送人低噪聲放大模塊和下

變頻器。低噪聲放大模塊的前端是具有低噪聲溫度的放大器，以保證

接收信號的質量。下變頻器、解調和解碼與發(fā)送端的編碼、調制和上

變頻對應。

圖(1)星載和地球站設備

2.系統(tǒng)的傳輸技術體制

(1)信號調制方式(2-PSK)

二相相移鍵控(BPSK)是相移鍵控中最簡單的一種形式，相移大小

為180°,又可稱為2-PSK。簡單來說，就是二進制信號的。和1,

分別用載波相位0和冗或71/2和-冗/2來表示。表達式為

二【Wakg(t-kT)]cos(cot)

SBPSK(。b0

k

式中ak為二進制數(shù)字,ak為+1的概率為P,ak為T的概率為(bP)

采用BPSK調制方式時、發(fā)送端以某個相位作為基準，因而在接

收端也必須有一個固定的基準相位作參考。如果參考相位發(fā)生變化，

則接收端恢復的信息就會出錯，即存在“倒口”現(xiàn)象。因此在實際應

用中一般采用差分相移鍵控(DBPSK)oDBPSK是利用前后相鄰碼元的

相對載波相位來表示數(shù)字信息的一種表示方法。DBPSK只是比BPSK

多了一個差分編碼器。

DBPSK和BPSK只是對信源數(shù)據(jù)的編碼不同。在實現(xiàn)DBPSK調制

時一，只要將碼序列變成差分編碼，將原信息序列(絕對碼)變換成相

對碼，其他操作與BPSK完全相同。

由于在DBPSK中，數(shù)字信息是用前后碼元以調信號的相位變化來

表示的，因此，用有相位模糊的載波進行相干解調時并不影響相對關

系。雖然解調得到的相對碼完全是0、1倒置，但經差分譯碼不會發(fā)

生任何倒置現(xiàn)象，從而克服了載波相位的模糊問題。

手機的接收和發(fā)送均采用二項項移鍵(BPSK)調制，數(shù)字信號允

許的最大比特誤碼率為10一4,從而導致語音信道的S/N為34dB,當誤

碼率為10-4時語音信道的C/N的理論值等于8.4dBo實現(xiàn)裕量設定為

0.6dB,則最小的C/N設定為9dB。

(2)多址接入方式

上行鏈路:衛(wèi)星交換的FDMA每載波單路信號的FDMA(SDMA-SCPC-FDMA)

在終端每路信號進行調制變頻放大后以一條獨立載波發(fā)送出去，衛(wèi)星

接收信號進行處理交換，直接發(fā)送信息給被呼叫用戶。

圖2衛(wèi)星交換FDMA系統(tǒng)模型

在SS-FDMA系統(tǒng)中，通常存在多個上行鏈路波束和多個下行鏈路

波束，沒個波束內均采用FDMA方式，各波束使用相同的頻帶（空分

多址）。在衛(wèi)星通信過程中，其上行鏈路載波必須處于某個特定的頻

率上，以便轉發(fā)器能根據(jù)其載波頻率選路到相應的下行鏈路波束上,

即在SS-FDMA方式中，載波頻率與需要去往的上下行鏈路波束之間有

特定的對應關系，轉發(fā)器可以根據(jù)對應關系實現(xiàn)不同波束內FDMA載

波之間的轉換。

上行鏈路濾波器交a換矩陣本振

>

TWTA—<

e本振

>

TWTA—<1

e本振

>

TWTA

TWTA:行波管放大器

圖3SS-FDMA衛(wèi)星轉發(fā)器框圖

上圖給出了SS-FDMA衛(wèi)星轉發(fā)器框圖，圖中上行鏈路下行鏈路均

只有三個波束為例。對于SS-FDMA來說，每個上行鏈路載波在星上都

有一個濾波器與之對應。去往某個下行鏈路的上行鏈路載波都必須在

星上被選路到覆蓋該接收地球站的下行鏈路波束。在任一波束中的每

條上行鏈路在任何時候都可以連接到任一波束中任何下行鏈路。

除了可以實現(xiàn)空分頻率復用外，SS-FDMA通過在星上增加增益調

整，還可以對同一波束內所有的下行鏈路進行功率控制，從而避免大

波束抑制小波束現(xiàn)象。

下行鏈路：衛(wèi)星交換的TDMA每載波單路信號的FDMA

(SDMA-FDMA-MCPC-TDMA)

如果上行鏈路和下行鏈路同時使用FDMA的話，由于衛(wèi)星非線性的增

益放大，系統(tǒng)之間會產生非常嚴重的交調干擾，極端情況下會使得系

統(tǒng)崩潰。所以在下行鏈路，我們采用多載波的TDMAo這樣就可以極

大地減少載波之間的交調干擾。

圖TDMA方式工作原理示意圖

配給各地球站的是特定的時隙，而不是特定的頻帶，因而每個地

球站必須在分配給自己的時隙中用相同的載波頻率向衛(wèi)星發(fā)射信號，

而不同時隙進入衛(wèi)星轉發(fā)器的信號，按時間順序排列起來，時隙的排

列既緊湊又不重疊。覆蓋在衛(wèi)星波束中的每個地球站都能接收到由轉

發(fā)器轉發(fā)來的全部射頻脈沖（或突發(fā)）信號，并從中提取出各站所需

的業(yè)務脈沖列。TDMA決不會出現(xiàn)互調和大載波抑制小載波的現(xiàn)象，

從而可使衛(wèi)星的功放工作在飽和區(qū)，能夠獲得到最大的衛(wèi)星輸出功率。

不過TDMA要考慮到幀的同步問題。

3.信道編碼

在信道中增加一些特殊的并且有序的比特流，可以大大的提高系

統(tǒng)的傳輸增益。在這里我們使用了分組編碼和半速率卷積碼。使得系

統(tǒng)的傳輸增益提高7dBo

4.信道的申請及信道分配

（1）信道的申請：用戶接入時采用隨機多址訪問的方式。

在以隨機多址訪問方式工作的系統(tǒng)中，每個用戶都可以訪問一條

共享信道，而無需事先與系統(tǒng)中的其他用戶進行協(xié)商。

圖5衛(wèi)星分組通信原理

在ALOHA方式中對用戶發(fā)送數(shù)據(jù)分組的時間未加以任何限制，因

此對任一分組而言，只要有其他站發(fā)射分組，便會在信道上發(fā)生碰撞

現(xiàn)象。ALOHA的特點：①系統(tǒng)結構簡單，用戶入網方便，無需協(xié)調。

②當業(yè)務量較小時具有良好的通信性能。③存在碰撞現(xiàn)象，其吞吐

量（即某段時間內成功接收信息的比特平均數(shù)與所發(fā)送的總比特數(shù)之

比）較低，最高吞吐量也只能達到18.4%。④存在信道不穩(wěn)定性。

即當信道業(yè)務量增大到一定的程度時，分組在信道上發(fā)生碰撞的概率

也隨之增加，此時信道上的吞吐量不再隨業(yè)務量的增加而增加，反之

減小，此時要求重發(fā)的分組數(shù)也隨之增多，信道的利用率（信道上有

信息傳輸?shù)臅r間占總的可用時間之比)加大。極限情況下，信道內充

斥的都是重發(fā)分組，此時的吞吐量降為零。可見信道吞吐量低和不穩(wěn)

定性是ALOHA的主要缺點。

在雙方通信開始之前，用戶需要向衛(wèi)星發(fā)送一段信令，要求衛(wèi)星

呼叫被請求的用戶。信令接入的方式采用隨機多址接入的方式。當雙

方接通后，衛(wèi)星隨機分配一段空閑的頻率來支持雙方的正常通信。

(2)信道分配：按需分配(DA)方式

按需分配方式是一種分配可變的制度，這個可變是按申請進行信

道分配變化的，通話完畢之后，系統(tǒng)信道又收歸公有。這種分配方式

比較靈活，各站之間可以通過協(xié)商進行通道調劑，因而可以用較少的

通道為較多的地球站服務，同時還可避免出現(xiàn)忙閑不均的現(xiàn)象，提高

通道利用率。但為了實現(xiàn)按需分配方式，則必須在衛(wèi)星轉發(fā)器上單獨

劃出一頻段，專門作為公用信道，各地球站可通過此公用信道進行申

請和完成通道分配工作。根據(jù)信道分配可變的程度不同，與電話蜂窩

系統(tǒng)一樣，多個用戶共享相同的可用頻率，每個呼叫都要遵守一定的

建立順序，向衛(wèi)星發(fā)射呼叫信息，衛(wèi)星把消息接收經過解調恢復信息

進行判斷并且找到呼叫對象，把信令發(fā)送給呼叫用戶，開始建立連接。

建立連接后，衛(wèi)星為呼叫分配頻率進行通信。通信結束后頻率被釋放,

成為新的可用頻率。

二、關鍵技術解決途徑

(1)互調干擾：多波束衛(wèi)星之間產生互調干擾

解決方法：

二相相移鍵(BPSK)調制，的帶寬與碼元傳輸速率相等，為9.6kHzo

而衛(wèi)星天線有140個波束，提供10000路雙向信道，利用空分復用，

相當于每七個小區(qū)共享34M帶寬，假設每個小區(qū)有80個用戶，系統(tǒng)總

的帶寬為680M,頻分復用的話每個用戶最多可以分到60Kb的帶寬。

(2)非線性失真:

通信系統(tǒng)中，信道非線形失真會對信號造成損害，非線性失真

主要由功率放大器(特別是載功率放大器)產生，有幅度非線性失

真和相位非線性失真。幅度非線性失真即信號輸入輸出幅度變化特性

(AM-AM)是非線性的。相位非線性失真將輸入信號的幅度變換轉換為

輸出信號相位的變化。

解決方法：

為減少信道的非線性失真，主要是減少放大器帶來的非線性失真,

一般可采用非線性補償技術或放大器功率回退技術。

非線性補償?shù)姆椒ㄖ皇歉鶕?jù)已知的功率放大器非線性特性用

互補的特性進行語補償。預補償可以在中頻以模擬電路實現(xiàn)，也可以

在基帶以數(shù)字方式進行補償，本系統(tǒng)采用后者。采用自適應非線性補

償，這樣可以在未知功放非線性特性的情況下進行預失真補償，適應

性強，補償效果好。輸入輸出補償能有效地減少多載波信號的互調失

真，但是降低了功率放大器的功率效率，對于多載波傳輸?shù)男l(wèi)星通信

系統(tǒng)，由于功放的非線性將引起互調失真，產生互調干擾噪聲，使系

統(tǒng)的C/N值下降。當星載TWTA的輸入功率增加時一，會產生兩個結果：

一方面，由于輸出功率隨之增加，衛(wèi)星EIRP增大，下行鏈路的C/N

值將增加，但增加不是完全線性的，隨著TWTA進入飽和，下行C/N

的增加更加緩慢。另一方面，隨著TWTA輸入功率的增加，放大器趨

于飽和，互調噪聲增大，使C/IM(載波互調比，為互調干擾功率)

下降。在考慮上下行鏈路C/N和互調C/IM的情況下，星載TWT功放

輸入功率顯然存在一個最佳值，此時全鏈路具有最大的C/N值。

三、鏈路工程預算

1.衛(wèi)星通信鏈路設計的步驟

(1)確定系統(tǒng)的工作頻段。

(2)確定衛(wèi)星通信的參數(shù)。

(3)確定發(fā)射地面站和接受地面站的參數(shù)。

(4)從發(fā)射地面站開始，建立上行鏈路預算和轉發(fā)器噪聲功率預算，

從而確定轉發(fā)器內的(C/N)叩。

(5)根據(jù)轉發(fā)器增益或輸出補償，確定轉發(fā)器的輸出功率。

(6)建立接收地面站的下行鏈路功率和噪聲預算。計算位于覆蓋區(qū)

邊緣的地面站的(C/N)熱和(C/N)。。

(7)計算基帶信道的S/N。確定鏈路裕量。

(8)估計計算結果，并于規(guī)定性能進行比較。根據(jù)需要調整系統(tǒng)參

數(shù)直到獲得合理的(C/N)。。該過程可能要反復進行多次。

(9)確定鏈路工作所要求的傳輸條件。分別計算上行鏈路和下行鏈

路的中斷時間。

(10)若鏈路裕量不夠，可以通過調整某些參數(shù)，對系統(tǒng)重新設計。

最后檢驗所有的參數(shù)是否符合要求，以及設計是否可以按照預算正常

工作。

2.衛(wèi)星通信系統(tǒng)的參數(shù)

衛(wèi)星參數(shù)

EIRP73dBW

轉發(fā)器帶寬34*20MHz

移動終端上行鏈路頻率1650MHz

移動終端下行鏈路頻率1550MHz

接收天線G/T15.3dB/K

移動終端參數(shù)

發(fā)射機輸出功率0.5W

天線增益-23dB

規(guī)定最大的比特誤碼率10-3

(1)上行鏈路的計算

上行鏈路輸出端接收功率:

Pr=EIRP+Gr—Lp-LmdBW

其中EIRP是發(fā)射機輸出功率和發(fā)射天線增益的乘積，

Gr表示衛(wèi)星天線增益Lp；表示鏈路路徑損耗；入館表示其它損耗。

衛(wèi)星接收系統(tǒng)輸入的噪聲功率

^=Pn~^'s^n=^+^'s'^^n°

路徑損耗

r12

Lp=[4nR/X]=187.9dB

假定1550MHz鏈路上的其它損耗(極化未對準、大氣層中的大氣吸收

等)為0.5dB,位于衛(wèi)星天線圖-3dB等高線上地面站的增益要減小3dB,

所以總的損耗為3.5dB。

首先,類比地面移動通信系統(tǒng)的的區(qū)群,我們可以把衛(wèi)星的40個

點波束所覆蓋的140個小區(qū)劃分成以7個小區(qū)為一個區(qū)群的20個區(qū)

群。這樣就利用空分多址的原理把34MHz的帶寬復用了20次。若把

每個區(qū)群的帶寬平均分配到每個小區(qū)，則每個小區(qū)可以分配到

34/7=4.857MHz帶寬。

信號的調制方式是BPSK,所以數(shù)據(jù)的傳輸帶寬為9.6KHz,因為系

統(tǒng)的濾波器并不是理想的矩形濾波器,考慮到信號成形,所以每個信

道之間我們分配4KHz的帶寬作為保護帶寬.所以每個用戶正常所需

要的帶寬為96KHz+4KHz=13.6KHzo

考慮到在信息的傳輸過程中為了提高信號傳輸?shù)脑鲆?，我們需?/p>

對信道進行編碼，經過我們查詢資料可知，對信號增加冗余可以很大

程度的提高信號的增益。在這里我們每個用戶分配54.4KHz的帶寬。

信道經過分組編碼和半卷積碼，使得系統(tǒng)的增益提高7dB。即現(xiàn)在用

戶發(fā)送帶寬為54.4KHz,實際信號傳輸?shù)乃俾蕿?.6*4=38.6KHz。則信

號的噪聲功率為lOlog(38600)=45.84dB。

我們給每個小區(qū)分配80個用戶，即每個小區(qū)傳輸信號所需要的

總的帶寬為80*54.5=4.352MHz0

信道的申請與分配的過程中需要占據(jù)一定的信道。我們信道的分

配我們采用按需分配的方式進行。剩余于帶寬為0.505MHz,全部用

來進行信道的申請與分配。在這里我們?yōu)槊總€用戶的號碼設置3.4KHz

的帶寬，帶寬的間隔為2.5KHz,則80個用戶所需要的帶寬為0.48MHzo

基本上能夠滿足信道分配所需要的帶寬。

由以上分析可知，我們?yōu)槊總€小區(qū)分配80個用戶，一共有140

個小區(qū)，所以可以滿足的總的用戶數(shù)為，80*140=11200?？梢詽M足題

目的要求。

上行功率鏈路預算參數(shù)

手機單元的EIRB-3dB

發(fā)射天線增益OdB

接收天線增益15.3dB

信道編碼增益7dB

1650MHz路徑損耗-187.9dB

其它損耗-3.5dB

衛(wèi)星端接收功率-172.IdB

轉發(fā)器噪聲功率預算參數(shù)

玻爾茲曼常數(shù)-228.6dBW/K/Hz

噪聲帶寬45.84dB

噪聲功率-182.76dB

上行鏈路的C/N為

(C/N).=./N=10.66dB

注：BPSK調制信號的傳輸速率為9.6KHz,經過信道編碼，為信號增

加冗余后的傳輸速率為9.6*4=38.4KHz。所以噪聲功率為101og(38400)

=45.84dBo

在BPSK調制時當誤碼率為10-3時，查詢通原課本知，信號需要滿足

的祟=6.8dB。轉化為載噪比為爛豹og(M)=6.8dB。這里M=2(BPSK

調制)。所以，由鏈路預算知：上行鏈路滿足用戶的需求。并且有3.86dB

的裕量。可以滿足通信。

(2)下行鏈路的計算

1234...N

分配f

的頻譜0

中心頻率f3

f2

fl

<--------------幀——T

FDMA/TDMA信道分配圖

如上圖，在一個特定的頻帶中，一個“信道”對應于一個或多

個時隙。在圖中有M個頻帶每個具有不同的載波頻率，每幀包含N

個時隙，分配到一個指定的載波上。圖中表示了分配到一個頻帶上的

特定時隙所對應的用戶信道的例子，因此，這個系統(tǒng)中共有NM個信

道。

在這里跟上行鏈路相似，我們首先采用空分多址SDMA,將140個小

區(qū)分成以七個小區(qū)為一個區(qū)群,總共有20個區(qū)群的分區(qū)結構.這樣我們

每個小區(qū)可以分配到的帶寬為34x20+140=4.857MHzo

與上行鏈路相同，信道的申請與分配的過程中需要占據(jù)一定的信

道。我們信道的分配我們采用按需分配的方式進行。我們?yōu)槊總€用戶

的號碼設置3.4KHz的帶寬，帶寬的間隔為2.5KHz,則80個用戶所需

要的帶寬為0.48MHzo我們?yōu)橛脩舴峙?.5MHz的呼叫帶寬。

我們用0.357MHz的帶寬用來做保護間隔，以及一些其他的損耗

所需要的帶寬。

每個4MHz的頻帶依次分割成400KHZ帶寬的子頻帶，其中一個

子頻帶用作保護頻帶，因此一個方向中實際上有124個可用頻率。每

個200KHZ頻帶傳送8分片的TDMA幀結構，幀以4.615ms的間隔重

復。如上所述，每個用戶分配到每幀一個分片，所以整個系統(tǒng)有

9X8=72個可用信道。這個數(shù)量與上圖中的數(shù)量NM相對應。

比特數(shù)一

如上圖，每個時隙長度是576.92|is,包含296比特。時隙被長度

為30.46^5的保護時間分隔開,相當于16.5比特。每個時隙的296比

特中，有228比特是數(shù)據(jù)比特，分成兩個各有104比特的分組。6個

比特定義了時隙的開始和結束。一個52比特的訓練序列提供了必需

的時間同步信息,還有兩個2比特的標志位，這就是整個時隙的結構。

系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率是308.5比特/576.92|is=541.666kbps°這個合成的

比特傳輸對應于利用在400KHZ寬度頻道上的1.35比特/Hz的信道。

400KHZ的信道帶寬是頻帶中點與之以下大約13dB點之間的帶寬。

每個用戶傳輸每幀228比特，然而數(shù)據(jù)信道占有每26幀的24個

時隙。剩下的兩個時隙用來傳輸控制信息。有效的用戶比特率是

228/4.615msx24/26=45.6Kbps.這些比特是以541.666Kbps的速率傳輸

的。所以信號的傳輸噪聲功率為：

lOlog(541666)=57.3dBo

因為每個時隙傳輸?shù)乃俾蕿?5.6Kbps,所以考慮到在信息的傳輸

過程中為了提高信號傳輸?shù)脑鲆?，我們需要對信道進行編碼，經過我

們查詢資料可知