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文檔簡介

第二章2.1概述2.2功率放大器的基本參數(shù)2.3動態(tài)分析與外部特性2.4丁類功率放大器2.5E類、F類和Doherty功率放大器2.6其他相關(guān)問題2.1概述

一般的關(guān)于模擬電路的書籍中對甲類放大器和乙類放大器已作了詳細(xì)介紹,本章我們僅介紹幾種高效率功率放大器,包括C類、D類放大器等,以及近年來使用較多的E類、F類和Doherty結(jié)構(gòu)放大器等。與低頻電路不同,在高頻電路中,除了使用W和mW表示功率的大小之外,我們也經(jīng)常使用dBmW和dBW的對數(shù)形式來表示,dBmW是信號功率相對于1mW的對數(shù)值,dBW是信號功率相對于1W的對數(shù)值。在不引起歧義的情況下有時候也可以將dBmW簡寫為dBm。換算關(guān)系如下:

(2-1)

2.2功率放大器的基本參數(shù)

1.動態(tài)范圍

動態(tài)范圍指允許輸入信號的最大和最小的功率范圍。動態(tài)范圍的下限主要是由放大器的噪聲性能所決定的,而上限則主要取決于器件的非線性指標(biāo)。

2.工作頻率范圍

工作頻率范圍指放大器滿足工作所需要各指標(biāo)的頻率范圍。放大器實(shí)際的工作頻率范圍可能會大于定義的工作頻率范圍。相對而言,越是寬頻帶的放大器其設(shè)計難度越大。

3.功率增益

在低頻電路中,通常用電壓或電流的增益來表征放大器的放大性能,比如負(fù)載的輸出端電壓與輸入端電壓之比,或者輸出端電流與輸入端電流之比。但在高頻電路中有時很難直接測量電壓,而功率相對容易測量,所以更多時候使用某種形式的功率增益來表示放大器的性能。功率增益是一個放大器最重要的技術(shù)指標(biāo),其最基本定義是放大器輸出功率和輸入功率的比值,即一旦功率的概念被引入,就有以下幾種功率增益可能會在不同場合用到。

(1)功率增益:這是消耗在負(fù)載ZL上的功率與傳送到放大器輸入端的功率之比。這個定義不依賴于電源阻抗Zs。某些放大器,尤其是負(fù)阻放大器,都強(qiáng)烈地依賴于Zs。

(2)可用增益:這是放大器的輸出功率與電源的可用功率之比。這個定義取決于Zs,但是不依賴于ZL。

(3)可交換增益:這是輸出交換功率與輸入交換功率之比??山粨Q功率的定義為(2-2)(2-3)

(4)插入增益:這是放大器不存在時電源的輸出功率與負(fù)載消耗的功率之比。當(dāng)在混頻器或參數(shù)變頻器上應(yīng)用此定義時,會產(chǎn)生一個問題,因?yàn)樗鼈兊妮斎牒洼敵鲱l率不同。

(5)轉(zhuǎn)移功率增益:這是傳遞到負(fù)載的功率與電源的可用功率之比。此定義依賴于Zs和ZL。它也給予負(fù)阻放大器正向的增益。負(fù)載或電源的阻抗改變時,真正的放大器特性也會改變,轉(zhuǎn)移功率增益的定義反映了這一特點(diǎn)。因此,轉(zhuǎn)移功率增益的定義是最有用的。

4.增益平坦度

增益平坦度用來表征在某一溫度下的一定頻帶內(nèi)功率增益的起伏,一般以最高增益與最低增益之間的分貝差來表示,如圖2-2所示。

增益平坦度的計算式為

(2-4)

5.噪聲系數(shù)

對于放大器來說,噪聲系數(shù)是一個非常重要的概念,表征了一個電路或系統(tǒng)對于信號惡化的程度。特別是對小信號放大器來說,這一點(diǎn)至關(guān)重要。一般在接收機(jī)的前端的放大器都會選擇低噪聲放大器來盡可能保持輸入信號質(zhì)量。

噪聲系數(shù)定義如下:

(2-5)

6.1dB壓縮點(diǎn)輸出功率(P1dB)

在正常工作情況下,放大器輸出功率隨輸入功率是線性變化的。當(dāng)輸入電平增加到一定程度時,輸出電平隨輸入電平增加的速度減慢,放大器出現(xiàn)飽和,如圖2-3所示。通常把增益下降到比線性增益低1dB時的輸出功率值定義為輸出功率的1dB壓縮點(diǎn),用P1dB表示。

7.三階截點(diǎn)(IP3)

很多現(xiàn)代通信系統(tǒng)中的放大器不僅僅用于放大單頻信號,所以僅僅使用1dB壓縮點(diǎn)并不能完全展現(xiàn)放大器的線性程度。另一個常用的方法是測試兩個頻率相距很近的信號的互調(diào)分量,當(dāng)頻率為f1和f2的這兩個信號加到一個放大器時,放大器的輸出不僅包含了這兩個信號,而且也包含了頻率為mf1+nf2的互調(diào)分量(IM)。這里,稱m+n為互調(diào)分量的階數(shù),通常我們最關(guān)注的是三階分量(見圖2-4),因?yàn)樗鼈兣cf1和f2非??拷?幾乎無法用濾波器濾除。

8.輸入/輸出駐波比(VSWR)

為了更好地與前級和后級電路匹配連接,放大器通常都設(shè)計成50Ω阻抗的輸入/輸出系統(tǒng)。輸入/輸出駐波比表示了放大器的輸入端阻抗和輸出端阻抗與系統(tǒng)要求阻抗(50Ω)的匹配程度,計算式為(2-6)(2-7)

9.工作電壓/電流

工作電壓/電流指放大器工作時需要供給的電源電壓和放大器工作時要求供給的電流值。目前常見的電源電壓包括28V、32V和48V等。為了提高輸出功率,越來越多的放大器傾向于采用高電壓供電。

10.效率

對于功率放大器來說,效率是至關(guān)重要的參數(shù),甚至可以說是決定性因素。在手持式或者移動的通信系統(tǒng)中,一般都采用電池供電,因而輸入功率受限,這種情況下,功率放大器的效率成為制約系統(tǒng)獨(dú)立工作時間的核心因素。對于大功率放大器而言,放大器的效率高低直接決定了其散熱方式和散熱器的大小,也是降低整機(jī)能耗的主要因素。本章后面講的各種放大器都是圍繞著如何提高放大器的效率來展開的。在不同的文獻(xiàn)與技術(shù)文檔中,往往會出現(xiàn)多種效率定義方式,面作一簡單介紹。

1)集電極(漏極)功率的效率

集電極(漏極)功率的效率定義為(2-8)其中,Po表示放大器的輸出功率,也就是消耗在負(fù)載上的功率,輸出功率包括了基波功率與諧波功率,一般來說,諧波功率相對于基波功率來說可以忽略;PDC=UDCIDC是輸入到集電極(漏極)的直流功率。

2)整體效率

雖然說集電極(漏極)效率易于測量,但是它并沒有考慮放大器的驅(qū)動電路部分的功率。此時,我們有必要引入整體效率的概念,其定義為(2-9)

3)功率附加效率

功率附加效率為(2-10)在許多實(shí)際的功率放大器的設(shè)計中,往往會使用功率附加效率來表征放大器的效率高低,這個定義考慮了輸入信號大小。整體效率與功率附加效率是兩個彼此關(guān)聯(lián)的概念,但是在數(shù)值上是不同的,這一點(diǎn)需要注意。

11.功率輸出容量

一般來說,功率輸出容量用來比較各種不同類型的放大器設(shè)計之間的差異,其定義是當(dāng)集電極峰值電壓為1V且集電極峰值電流為1A時的輸出功率大小,用CP來表示。如果在電路中使用了多個晶體管,如推挽設(shè)計、并聯(lián)設(shè)計、合成器等,則需要將CP分?jǐn)偟礁鱾€晶體管上,這樣可以公平地比較不同類型放大器的性能。

如果Po是放大器的輸出功率,Ic,pk是集電極峰值電流,Uc,pk是集電極峰值電壓,N是放大器使用的晶體管數(shù)目,如圖2-5所示,則功率輸出容量CP的定義為(2-11)

12.相鄰信道功率比(ACPR,AdjacentChannelPowerRatio)

ACPR是發(fā)射機(jī)在相鄰信道某一頻率的一定帶寬范圍內(nèi)引入的信號功率與發(fā)射機(jī)本身信道內(nèi)的總信號功率的比值,它可以衡量發(fā)射機(jī)因非線性對相鄰信道所產(chǎn)生的干擾。在現(xiàn)代移動通信的射頻功率放大器設(shè)計中,ACPR是一個至關(guān)重要的因素。

13.功率利用因子(PUF,PowerUtilizationFactor)

由于許多高頻的大功率晶體管價格昂貴,因此在實(shí)際設(shè)計電路時需要考慮性價比,往往采用PUF來衡量功率放大器是否充分發(fā)揮了晶體管的輸出功率潛能。PUF定義為功率放大器的實(shí)際輸出功率與利用同一晶體管構(gòu)成的理想A類功率放大器輸出功率的比值。

2.3.1丙類諧振功率放大器的特點(diǎn)2.3經(jīng)典高頻丙類功率放大器甲類、乙類、丙類放大器是三種最基本的放大器類型,它們是根據(jù)三極管的工作狀態(tài)來分類的。甲類放大器在輸入信號的一個完整周期內(nèi),晶體管都處于導(dǎo)通狀態(tài);乙類放大器在輸入信號的一個完整周期內(nèi),晶體管在一半時間處于導(dǎo)通狀態(tài),另一半時間處于截止?fàn)顟B(tài);丙類放大器的導(dǎo)通時間更小。本節(jié)主要介紹丙類放大器的基本工作原理及電路。

丙類(ClassC)諧振功率放大器的工作原理電路如圖2-6所示。從電路結(jié)構(gòu)來看,它由基極回路和集電極回路兩部分組成,基極回路由晶體管基極、發(fā)射極、偏置電源UBB和外加激勵信號ui組成。集電極回路由晶體管集電極、發(fā)射極、集電極直流電源UCC和集電極負(fù)載組成。

同基本放大電路相比,丙類諧振動率放大器具有以下特點(diǎn):

(1)放大管是高頻大功率晶體管,能承受高電壓和大電流。

(2)輸出端負(fù)載回路為LC調(diào)諧回路,既能完成調(diào)諧選頻功能,又能實(shí)現(xiàn)放大器輸出端負(fù)載的匹配。

(3)基極偏置電路為晶體管發(fā)射結(jié)提供負(fù)偏壓(-UBB),使電路工作在丙類狀態(tài)。

(4)輸入余弦波ui(t)時,經(jīng)過放大,集電極輸出電壓uC(t)是余弦脈沖波形。

2.3.2丙類諧振功放的工作原理

設(shè)輸入信號為余弦電壓,即

(2-12)則晶體管基極和發(fā)射極間電壓為

(2-13)

圖2-6所示電路中,晶體管發(fā)射結(jié)為負(fù)偏壓(-UBB),靜態(tài)時基極電壓UBB<Uon,晶體管處于截止?fàn)顟B(tài),集電極無電流流過。當(dāng)加入信號ui以后,只有當(dāng)uBE>Uon時,三極管才導(dǎo)通,基極和集電極才有電流通過。

圖2-7(a)、(b)所示為晶體管集電極電流和集電極電壓波形圖。圖中,Icm為集電極電流iC的峰值;UCQ是集電極靜態(tài)電壓;θ是一個信號周期內(nèi)集電極電流導(dǎo)通角2θ的一半,稱為導(dǎo)通角??梢?0°≤θ≤180°。晶體管工作狀態(tài)可分為:θ=180°,為甲類工作狀態(tài);

θ=90°,為乙類工作狀態(tài);θ<90°,為丙類工作狀態(tài)。本章后面介紹的幾類放大器中晶體管工作在開關(guān)模式,不是依據(jù)θ的大小來區(qū)分的。

由上面的分析可以看出,由于晶體管工作在丙類狀態(tài),晶體管集電極電流是一個周期性的余弦脈沖,由傅里葉級數(shù)可知,一個周期性函數(shù)可以分解為許多余弦波(或正弦波)的疊加,因此可以將電流iC(t)分解為(2-14)式(2-14)為集電極尖頂余弦脈沖電流iC(t)的傅里葉級數(shù)表達(dá)式。圖2-8給出了集電極尖頂余弦脈沖電流iC(t)與其各次諧波的波形示意圖。圖2-9為集電極尖頂余弦脈沖電流iC(t)的頻譜圖。

利用周期函數(shù)的傅里葉級數(shù)公式,可以求出式(2-14)中的直流分量及各次諧波分量,下面僅列出Ic0、Ic1m、Ic2m和Ic3m等前面幾項(xiàng)的表達(dá)式:

(2-15)(2-16)(2-17)(2-18)

放大器集電極直流電源UCC提供的直流輸入功率PDC為

(2-19)諧振功放集電極輸出回路的輸出功率等于基波分量在諧振電阻Rp上的功率,即Po為(2-20)(2-21)(2-22)

甲類狀態(tài),θ=180°,η=50%;

乙類狀態(tài),θ=90°,η=78.5%;

丙類狀態(tài),θ=60°,η=89%。

可見,工作在丙類狀態(tài)時,效率最高。由式(2-22)知,增大ξ和g1(θ)的值是提高放大器效率的兩個措施,而增大α1(θ)可以提高輸出功率Po。從圖2-10可以看出,增大α1(θ)和g1(θ)是相互矛盾的。因?yàn)橥ń铅仍叫?g1(θ)越大,效率越高,但α1(θ)越小,輸出功率越低。在工程設(shè)計中一般取θ在60°~70°之間作為最佳導(dǎo)通角,同時兼顧效率和輸出功率兩個重要指標(biāo)。

2.3.3動態(tài)分析與外部特性

1.動態(tài)分析

晶體管輸出特性曲線是指基極電流(電壓)恒定時,集電極電路與集電極電壓的關(guān)系曲線。轉(zhuǎn)移特性曲線是指集電極電壓恒定時,集電極電流與基極電壓的關(guān)系曲線。下面利用晶體管輸出特性曲線及轉(zhuǎn)移特性曲線對丙類諧振功率放大器進(jìn)行動態(tài)分析。

圖2-11所示為晶體管折線化近似后的轉(zhuǎn)移特性曲線。圖中繪出了丙類工作狀態(tài)下的集電極電流脈沖波形,折線的斜率用G表示。

晶體管折線化近似后的轉(zhuǎn)移特性方程為

(2-23)(2-24)(2-25)(2-26)(2-27)

2.外部特性

所謂外部特性,是指放大器的性能隨放大器的外部參數(shù)變化的規(guī)律。外部參數(shù)主要有放大器的負(fù)載電阻Rp、激勵電壓ui、偏置電壓UBB和UCC。

1)負(fù)載特性

若UBB、UCC、Ubm三個參數(shù)固定不變,則放大器的交流負(fù)載線、Ucm以及P0、η等性能指標(biāo)隨負(fù)載電阻Rp變化的特性稱為放大器的負(fù)載特性。

圖2-13所示為三種不同斜率情況下的工作狀態(tài)及波形分析。由圖2-13可知,UBB、UCC固定意味著Q點(diǎn)固定,Ubm固定進(jìn)一步意味著θ也固定。放大器的工作狀態(tài)將隨Rp變化而不同。圖2-13繪出了不同Rp時對應(yīng)的三種工作狀態(tài)下的負(fù)載線及相應(yīng)的集電極電流波形圖。三種工作狀態(tài)分別為欠壓狀態(tài)、臨界狀態(tài)、過壓狀態(tài),分別對應(yīng)的動態(tài)負(fù)載線為A1Q、A2Q、A3Q。

放大器工作在欠壓狀態(tài)時,即在如圖2-13所示的動態(tài)線A1Q下,集電極電流iC的波形為尖頂余弦脈沖,脈沖幅值較大,負(fù)載回路輸出電壓Ucm1較小,晶體管工作在放大區(qū)和截止區(qū)。

2)放大特性

UBB、UCC、Rp三個參數(shù)固定不變,激勵電壓UBm變化,此時輸出電壓UCm、Po、η等性能指標(biāo)隨之變化的特性稱為放大器的放大特性。

圖2-14(a)所示為丙類工作狀態(tài)時iC波形隨Ubm變化關(guān)系圖。當(dāng)Ubm由小增大時,放大器工作狀態(tài)由欠壓進(jìn)入過壓,iC增大;在欠壓時iC增大顯著,所以Ic0、Ic1m、Icm隨Ubm的增大而迅速增大;進(jìn)入過壓后,隨著Ubm增大,集電極電流脈沖出現(xiàn)凹陷,iC略有增大,但凹陷加深,所以Ic0、Ic1m、Icm增加緩慢,如圖2-14(b)所示。

3)調(diào)制特性

(1)基極調(diào)制特性。

UCC、Rp和Ubm三個參數(shù)固定不變,輸出電壓Ucm隨基極偏壓變化的特性稱為基極調(diào)制特性。由于UBB和ui是以串聯(lián)疊加的方式加入功放電路的輸入回路的,所以UBB的變化與ui的振幅變化對輸出電流iC和輸出電壓振幅UCm的影響是相似的。圖2-15為基極調(diào)制特性曲線圖。

(2)集電極調(diào)制特性。

UBB、Rp和Ubm三個參數(shù)固定不變,輸出電壓Ucm隨集電極偏壓UCC變化的特性稱為基極調(diào)制特性。

在UCC由小增大時,動態(tài)負(fù)載線由左向右平移,放大器的工作狀態(tài)由過壓狀態(tài)進(jìn)入欠壓狀態(tài),如圖216(a)所示。在欠壓狀態(tài)時,當(dāng)在UCC改變時,Ucm幾乎不變,如圖(b)所示。在過壓狀態(tài)時,Ucm隨UCC而單調(diào)變化。所以,功放應(yīng)工作在過壓狀態(tài),才能使UCC對UCm有控制作用,即振幅調(diào)制作用。

(1)如果對等幅信號進(jìn)行功率放大,應(yīng)使功放工作在臨界狀態(tài),此時輸出功率最大,效率也接近最高。

(2)如果對非等幅信號進(jìn)行功率放大,應(yīng)使功放工作在欠壓狀態(tài),但線性較差。若采用甲類或乙類工作方式,則線性較好。

(3)丙類諧振功放在進(jìn)行功率放大的同時,也可進(jìn)行振幅調(diào)制。如果調(diào)制信號加在基極偏壓上,功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài);如果調(diào)制信號加在集電極電壓上,功放應(yīng)工作在過壓狀態(tài)。

*2.3.4倍頻器

首先,由晶體三極管構(gòu)成的倍頻器,其倍頻次數(shù)不能太高,一般只用作二倍頻或三倍頻。更高倍頻次數(shù)的倍頻器其性能很難提高。因?yàn)閺拿}沖分解系數(shù)來看,集電極電流脈沖中包含的諧波分量幅度隨諧波次數(shù)增大而迅速減小。倍頻次數(shù)過高,輸出的功率和效率會顯著降低。另外,n倍頻器需要集電極回路濾除低于或高于n的各次諧波,而低于n的諧波分量幅度都高于n次分量(基波分量更高),在實(shí)際的濾波器設(shè)計中較難實(shí)現(xiàn)。

當(dāng)需要更高的倍頻系統(tǒng)時,往往會使用鎖相環(huán)頻率合成器和用變?nèi)荻O管、階躍二極管構(gòu)成的參量倍頻器,它們的倍頻次數(shù)可以達(dá)到幾十甚至幾百以上。

2.4丁類功率放大器丁類放大器可以分為兩類:電壓開關(guān)型串聯(lián)諧振放大器和電流開關(guān)型并聯(lián)諧振放大器。一般來說,常見的丁類放大器都由兩個晶體管構(gòu)成,其基本結(jié)構(gòu)如圖2-17所示。

圖2-17(a)是一個電壓開關(guān)型丁類放大器,其中電壓是一個開關(guān)型波形,通過串聯(lián)諧振電路的選頻特性,電流是一個余弦信號。在頻率較高時,輸出電容成了電路損耗的主要因素,在1000MHz的頻率下丁類放大器很難獲得理論值的高效率。圖2-17(b)所示的電流開關(guān)型丁類放大器中,電流是一個開關(guān)型波形,由于使用了并聯(lián)諧振電路,因此在負(fù)載上能夠得到其基波成分的信號。

圖2-18(a)中,V1和V2為兩個特性配對的同型功率管,分別由兩個幅度相等、相位差180°的電壓ub1和ub2控制飽和導(dǎo)通和截止關(guān)斷。ub1和ub2電壓是由輸入電壓ui通過變壓器Tr在兩個匝數(shù)相同的次級繞組(注意同名端的區(qū)別)上產(chǎn)生的。若輸入激勵電壓ui為固定頻率的余弦波,并且幅值足夠大,以保證使ui正半周V1管飽和導(dǎo)通,V2管截止關(guān)斷,ui負(fù)半周V2管飽和導(dǎo)通,V1管截止關(guān)斷,則在此電壓作用下,A點(diǎn)對地電壓uA在V1管飽和導(dǎo)通時為UCC-UCE(sat),導(dǎo)通電流為iC1,V2管飽和導(dǎo)通時為UCE(sat)(UCE(sat)是V1和V2管的飽和壓降),導(dǎo)通電流為iC2。因此,合成的uA電壓是幅值為UCC-2UCE(sat)的矩形方波電壓,該電壓加到由L、C和RL組成的串聯(lián)諧振回路上。若諧振回路Q值足夠高,且調(diào)諧在輸入電壓信號的頻率上,則可近似認(rèn)為通過回路的電流iL也是與輸入信號頻率相同的余弦波,在負(fù)載RL上獲得不失真的輸出信號功率。

*2.5E類、F類和Doherty功率放大器2.5.1E類功率放大器

近年來,隨著無線通信的飛速發(fā)展,無線通信中的核心部分——功率放大器越來越要求更低的功耗、更高的效率以及更小的體積,而作為收發(fā)器中的最后一級,功率放大器所消耗的功率在收發(fā)器中已占到了60%~90%,嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的性能。所以,設(shè)計一種高效低諧波失真的功率放大器對于提高收發(fā)器效率、降低電源損耗、提高系統(tǒng)性能都有十分重大的意義。E類放大器正是能夠極大提高效率的一種重要的放大器結(jié)構(gòu)。

E類功率放大器的特點(diǎn)是將晶體管作為開關(guān)管。由理論分析可知,相對于傳統(tǒng)B類和C類功率放大器,使用同樣的晶體管在同樣工作頻率和輸出功率的情況下可以將損耗減少為原來的1/2.3,具有更高的附加功率效率。例如,B類和C類放大器的集電極效率(漏極效率)為65%,也就是說其輸入功率的35%是損耗的,那么換為E類放大器的話效率可以達(dá)到85%,即僅有15%的功率是損耗的(35%/15%=2.3)。由于E類功率放大器的功率管處于開關(guān)工作狀態(tài),因此適合放大等幅的恒包絡(luò)信號,如FM、PSK和FSK等信號。

E類功放同樣也具有不少局限性。例如,因?yàn)閁D比UDD大三倍左右,所以在設(shè)計時就必須考慮到擊穿電壓的影響,這樣會使得輸出的功率范圍有很大的局限性。此外,為了減少ron帶來的損耗,必須盡可能地增大寬長比,但是晶體管的面積越大,就會造成柵極的電容越大,使得在輸入端需要更小的電感來進(jìn)行耦合,這會對輸入端信號提出更高的要求,而且大的柵漏電容會引起輸出端到輸入端的強(qiáng)反饋,這會導(dǎo)致輸入和輸出之間的耦合。最后,單端輸出電路每個周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流,這可能會引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號的頻率相同,從而在輸出端產(chǎn)生錯誤的信號。

具體分析來看,以圖2-21(a)所示的E類功率放大器為例,其波形如圖2-21(b)所示。其中,C0是功率管集電極分布電容;C1是外接電容;L和C組成串聯(lián)諧振回路,調(diào)諧在輸入信號角頻率ωi上;RL為負(fù)載電阻。圖2-21(a)中,C0和C1并聯(lián),再與C串聯(lián),同L、RL又組成并聯(lián)諧振回路。因此集電極負(fù)載回路有如下兩個諧振角頻率:

串聯(lián)諧振角頻率為

(2-28)并聯(lián)諧振角頻率為

(2-29)(2-30)

LC是大電感線圈,在信號變化周期內(nèi)其電感電流I近似維持不變,當(dāng)輸入信號電壓ub使功率管飽和時,集電極電流iC=I;當(dāng)輸入信號電壓ub使功率管截止時,iC=0,如圖2-21(b)所示,iC為矩形方波。根據(jù)傅里葉級數(shù)理論,必然存在基頻分量、二次及以上各次諧波分量,如果串聯(lián)回路諧振頻率ωs=ωi,ωp=2ωi,則并聯(lián)諧振電阻最大,二次諧波電路產(chǎn)生二次諧波電壓,而LC串聯(lián)諧振電阻最小,負(fù)載RL上獲得基波電流產(chǎn)生的基波電壓,更高次諧波電流分量在并聯(lián)諧振回路上的壓降很小,可以忽略。

在理想的情況下,我們會完全忽略功放管的內(nèi)部參數(shù)。LC是串聯(lián)諧振回路,也就是濾波電路,RFC為射頻扼流圈,C1為晶體管的輸入電容,也就是外接電容與分布電容的和。圖2-22所示為理想的E類功率放大器的結(jié)構(gòu)。在理想情況下,我們會做出如下假設(shè)來方便研究:

(1)晶體管等效為開關(guān),開路時電阻為無窮大,導(dǎo)通的時候電阻為零,開關(guān)上升下降是瞬時的,并且沒有損耗。

(2)電容C獨(dú)立于集電極,可看成是線性的元件。

(3)射頻扼流圈只有直流電流流過,對直流電流的電阻可以忽略。

(4)LC回路調(diào)諧于基頻,ω=1/LC,串聯(lián)諧振回路擁有非常高的品質(zhì)因數(shù),開關(guān)的輸出電流是正弦波。

(5)除了負(fù)載電阻RL以外,其余的都是無損耗的理想電路。

(6)工作模式為50%占空比。

經(jīng)過推導(dǎo)可知,當(dāng)π≤ωt<2π時,通過歸一化后的集電極電壓是

(2-31)當(dāng)0≤ωt<π時,電流波形的表達(dá)式為

(2-32)集電極電壓與電流不會同時存在,也就意味著集電極上沒有功率損耗,直流功率與基波的輸出功率是一樣的,即

(2-33)直流供電時電流大小為

(2-36)可以求出,輸出電壓幅值為

(2-35)(2-34)(2-37)

在提供電壓與輸出功率的情況下,負(fù)載電阻為

(2-38)并聯(lián)電容:

(2-39)負(fù)載電阻:

諧振電感:

(2-40)(2-41)諧振電容:

剩余電抗:

(2-42)(2-43)

2.5.2F類功率放大器

1.基本原理

F類功率放大器使用諧波抑制電路對功放管漏極(集電極)端電壓或電流中的諧波成分進(jìn)行控制,調(diào)整功放管漏極的電壓波形或電流波形,使得它們沒有重疊區(qū),從而減少開關(guān)損耗,提高功率放大器的效率。在漏極的輸出匹配電路中,加入諧波抑制網(wǎng)絡(luò),濾除漏極的諧波波形干擾。

在理想狀態(tài)下,F類放大器應(yīng)該有無窮多個諧波控制網(wǎng)絡(luò)。在基頻處,晶體管漏極端看到的基頻阻抗為純電阻性阻抗Zopt;在偶次高階諧波頻率(n=2,4,6,…)處,輸出端的偶次諧波抑制電路,使從晶體管漏極端看到的偶次諧波阻抗為0,實(shí)現(xiàn)了偶次諧波信號短路到地的功能;在奇次高階諧波頻率(n=3,5,7,…)處,由于輸出端的偶次諧波阻抗為無窮大,因此晶體管漏極端看到的奇次諧波實(shí)現(xiàn)了開路的功能,流過開關(guān)的電流中僅包含基頻頻率成分和各高階偶次諧波成分

2.工作過程分析

假設(shè)驅(qū)動信號是一個占空比為50%的方波信號,晶體管近似作為一個理想的開關(guān),漏極端看到的基頻阻抗為R,高階奇次諧波阻抗為無窮大,而高階偶次諧波阻抗為0。因此晶體管漏極端的電壓波形中將包含有奇次諧波成分,是一個理想的方波。由于放大電路漏極端看到的各高階奇次諧波阻抗為無窮大,而各高階偶次諧波阻抗為0,因此流過開關(guān)的電流中僅包含基頻頻率成分和各高階偶次諧波成分。

與傳統(tǒng)B類功率放大器相比,F類放大器流過開關(guān)的電流波形與B類放大器的電流波形一樣,也是半個周期的正弦波。流過開關(guān)電流中的基頻成分在負(fù)載R上產(chǎn)生輸出功率,而其他高階偶次諧波成分則由LC并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)短路到地,因此負(fù)載上電壓波形和電流波形都是理想的正弦波,沒有諧波損耗。所以,F類功放理論上也可以獲得100%的漏極效率。

假設(shè)放大器漏極端電壓峰值為2UDC,根據(jù)傅里葉級數(shù)展開公式,其基頻成分的幅度為

(2-44)如果流過開關(guān)的電流峰值為Ipk,則這個電流中的基頻成分和直流成分分別為

(2-45)(2-46)

優(yōu)化負(fù)載阻抗值為

F類放大器的輸出功率為

電源提供的直流功耗為

(2-47)(2-48)(2-49)(2-50)

F類功放的輸出特性主要集中在兩點(diǎn):最大平坦波形和漏極端諧波調(diào)諧。為了進(jìn)一步提高放大器的效率和功率輸出能力,必須減少功率耗散,使漏極端電壓和電流波形達(dá)到最大平坦化。根據(jù)輸出波形公式(2-52)(2-51)(2-53)(2-54)(2-55)(2-56)

如果在基波頻率上負(fù)載為R,那么輸出功率、直流功率和效率分別為(2-59)(2-58)(2-57)

對于不同系數(shù),可以得到的最大效率見表2-2,對應(yīng)系數(shù)在表2-3和表2-4中。對比A類的50%,理想的F類功放的效率分別增加到了70.70%、81.70%、75.30%和90%。這個求解系數(shù)的過程可以用一個只有二次諧波的波形來說明:

為了讓電壓最小,設(shè)式(2-61)等于零,則

(2-61)(2-60)(2-62)直流電壓必須足夠大以保證漏極電壓非負(fù),因此

(2-63)(2-64)(2-66)(2-65)所以基波的波形系數(shù)為

二次諧波幅度為

峰值電壓為

(2-67)(2-68)(2-69)(2-70)

3.集總參數(shù)電路結(jié)構(gòu)

雖然用實(shí)際的硬件實(shí)現(xiàn)理想諧波阻抗條件是不可能的,但用若干個電流和電壓分量來優(yōu)化,也可以實(shí)現(xiàn)功率放大器的高效率工作。高階諧波分量構(gòu)成并提供的電壓波形越平坦,輸出電流(當(dāng)輸出電壓非常小時)引起的功率耗散越小。

晶體管偏置在B類時,其主要的諧波分量為二階和三階,根據(jù)式(2-51)可以得出U1=(8/9)UDC,U3=(1/9)UDC,根據(jù)公式(2-59)可以得出效率為81.7%。經(jīng)典的三階集總參數(shù)匹配電路結(jié)構(gòu)如圖2-26所示。

2.5.3Doherty功率放大器

1.Doherty架構(gòu)原理

Doherty技術(shù)的最基本結(jié)構(gòu)是由兩個(或者更多)功率放大器和四分之一波長轉(zhuǎn)換器構(gòu)成的,通過傳輸線耦合器結(jié)合兩個功率放大器進(jìn)行輸出。這個傳輸線耦合器也可由一個阻抗網(wǎng)絡(luò)(如L或T網(wǎng)絡(luò))來代替?;窘Y(jié)構(gòu)如圖2-27所示,包括了兩個功放:一個主功放PA#1,一個輔助功放PA#2。主功放工作在AB類工作狀態(tài),輔助功放工作在C類工作狀態(tài)。兩個功放不是輪流工作的,而是主功放一直工作,輔助功放到設(shè)定的峰值才工作,所以PA#1和PA#2也被稱為載波放大器和峰值放大器。主功放后面的四分之一波長線是個阻抗變換器,目的是在輔助功放工作時,將主功放的視在阻抗減小,以保證輔助功放工作的時候和后面的電路組成的有源負(fù)載阻抗變低,這樣主功放輸出電流就變大。由于主功放后面有了四分之一波長線,因此為了使兩個功放輸出同相,在輔助功放前面也需要進(jìn)行90°相移。

2.傳輸線耦合器分析

傳輸線耦合器的基本關(guān)系式是:

對無耗輸出傳輸線,利用功率守恒可得

由耦合器產(chǎn)生的電壓變換率為

(2-71)(2-72)(2-73)

分配率為

傳輸線輸出端的視在阻抗為

(2-74)(2-75)(2-76)(2-77)

同樣,PA#2的視在阻抗為

(2-78)

3.低功率輸出區(qū)域

在輸出低于過渡點(diǎn)時,PA#2的驅(qū)動信號達(dá)不到導(dǎo)通電壓而處于截止?fàn)顟B(tài),PA#1作為線性放大器工作。耦合器的電阻導(dǎo)致它在過渡點(diǎn)的中壓值低于系統(tǒng)的峰值電壓。在經(jīng)典的Doherty系統(tǒng)中,過渡電壓是最大輸出電壓的一半,最大放大功率受過渡點(diǎn)和峰值電壓的影響,平均功率增加到最大極限,結(jié)果在轉(zhuǎn)折點(diǎn)和峰值輸出電壓時均可達(dá)到放大器的最大效率。PA#1的輸出電流是

對于理想的B類功放

(2-79)(2-80)(2-81)

4.高功率輸出區(qū)域

在輸出高于過渡點(diǎn)時,PA#1達(dá)到飽和,保持其效率的最大值,因此可以作為一個電壓源,PA#2功率放大器導(dǎo)通并作為受控電流源,它的效率從最大值的一半增大到系統(tǒng)峰值功率輸出時的最大值。由于阻抗變換的存在,耦合器的輸出表現(xiàn)為一個電流源,PA#2的負(fù)載電流增加了輸出電壓。耦合器輸出端的視在阻抗比負(fù)載阻抗大,并且隨著PA#2輸出的增大而增大。由耦合器的阻抗變換描述的PA#1增大的負(fù)載阻抗為R1,導(dǎo)致PA#1的輸出隨之增大。最終,在過渡點(diǎn)和系統(tǒng)峰值功率輸出時都可以達(dá)到最大效率,并在兩者之間保持相對較高的效率。

由PA#1輸出到負(fù)載的電流是

由式(2-82)得到,PA#2輸出到負(fù)載的電流是

在此功率區(qū)域,電壓變換率T=UDD/Uom,因此,PA#1的輸出電流是

(2-82)(2-83)(2-84)

對于理想B類功放,總的直流輸入為

(2-85)

5.峰值功率輸出區(qū)域

當(dāng)達(dá)到峰值輸出功率時,PA#1和PA#2都已飽和,系統(tǒng)和PA#2的峰值輸出電壓為UDD,峰值輸出功率是(2-86)(2-87)

對于典型的B類功放:

最終的效率和一個理想的B類功放單獨(dú)使用時是相等的,即

(2-88)(2-89)

6.小結(jié)

Doherty系統(tǒng)通過阻抗變換的耦合器,聯(lián)合兩個或者更多高頻功率放大器進(jìn)行功率輸出。在低功率輸出的情況下,當(dāng)一定傳輸電壓低于系統(tǒng)的峰值輸出電壓時,PA#1線性工作,逐漸達(dá)到飽和(和最大效率)。在高功率輸出的情況下,PA#1保持飽和,PA#2線性工作。Doherty系統(tǒng)的瞬時效率和電壓特性可利用理想的乙類功率放大器來獲得,因此這些結(jié)論在現(xiàn)實(shí)中的功率放大器中可輕易地得到。

Doherty的輸出功率定義為

(2-90)

高功率的表達(dá)式同樣適用于峰值輸出功率,由兩個功放所產(chǎn)生的輸出電流為

(2-92)(2-91)

對于理想的功放,根據(jù)式(2-91)和式(2-92)可以得到

直流輸入功率和效率分別為

(2-93)(2-94)(2-95)

*2.6其他相關(guān)問題

2.6.1最佳集電極負(fù)載電阻(2-96)其中,UCC是供電電壓,Usat是晶體管飽和壓降;P為需要的輸出功率。

2.6.2驅(qū)動放大器和級間阻抗匹配

通常情況下,功率放大器需要由幾級放大器級聯(lián)組成才能提供足夠大的增益,各級放大器分別提供一定的增益并且最終提供給負(fù)載一個合適的輸出功率。

在一般的設(shè)計流程中往往采用從后往前的順序倒推,即首先尋找一個合適的末端的晶體管來生成額定的輸出功率,其次設(shè)計驅(qū)動放大器來給末端的晶體管提供必要的驅(qū)動功率。例如,圖2-29所示的結(jié)構(gòu)中,最后一級放大器的額定輸出功率是15W,則被選作輸出端的三極管應(yīng)當(dāng)具有額定15W的功率輸出和10dB的增益,中間一級的驅(qū)動功率是1.5W,增益是15dB,則信號源必須能夠提供47mW的功率,這也在大部分振蕩器的能力范圍之內(nèi)。

2.6.3同軸電纜的阻抗匹配

同軸電纜是高頻放大器常用的輸入、輸出接口類型,一般來說,T形和π形匹配網(wǎng)絡(luò)是適用于同軸電纜和功率放大器兩者之間的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)類型。這樣的網(wǎng)絡(luò)有兩個目的,即除了匹配之外還可以在配置低通濾波器時為發(fā)射端抑制諧波分量。

圖2-31是同軸電纜給天線饋電原理圖。其中,電阻Ra是天線的輻射電阻。例如,長度為四分之一波長的垂直天線接地工作時會有35Ω的輻射電阻,而一根半波長的中部饋電的偶極子天線在其諧振頻率上大約有70Ω的電阻。在諧振頻率上,天線對于同軸電纜來說僅僅是一個電阻,在高于或者低于天線諧振頻率時,其輻射電阻就成為一個隨頻率變化的電抗元件。圖2-32中,當(dāng)高于諧振頻率(見圖2-32(a))時,天線的阻抗呈感性;低于諧振頻率(見圖2-32(b))時則呈容性。

圖2-33給出了兩種可能的可調(diào)諧阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。圖2-33(a)所示的T形網(wǎng)絡(luò)使用了兩個可變電感和一個調(diào)諧電容,圖2-33(b)所示的π形網(wǎng)絡(luò)使用了兩個調(diào)諧電容。

2.6.4自動掉電保護(hù)電路

多數(shù)功率放大器的設(shè)計目的是給天線系統(tǒng)提供大功率發(fā)射信號。對于放大器來說,阻抗的不匹配將引起很嚴(yán)重的問題。放大器和負(fù)載之間阻抗的不匹配會在負(fù)載上引起某些信號的反射,能量不能完全被負(fù)載吸收,反射的信號最終會返回到放大器而引起嚴(yán)重的問題,甚至導(dǎo)致晶體管損壞。因此在實(shí)際應(yīng)用中,許多功率放大器會在發(fā)射端加入一個輸出監(jiān)視電路,如果輸出端的電壓駐波比明顯增大,就表明出現(xiàn)了嚴(yán)重的阻抗不匹配,此時電路會自動對最后一級放大器減少射頻驅(qū)動的功率或者降低增益,從而減小輸出端的發(fā)射功率。輸出功率的下降會使來自負(fù)載的反射功率下降,由此保護(hù)三極管。這樣一個設(shè)備的簡化圖如圖2-34所示。當(dāng)然,當(dāng)輸出端駐波比恢復(fù)正常時

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