LLC諧振全橋DCDC變換器設(shè)計(jì)修改

1、LLC諧振全橋DC/DC變換器設(shè)計(jì)摘 要：電力電子變壓器(PET) 作為一種新型變壓器除了擁有傳統(tǒng)變壓器的功能外，還具備解決傳統(tǒng)變壓器價(jià)格高、體積龐大、空載損耗嚴(yán)重、控制不靈活等問題的能力，值得深入研究。PET的DC-DC變換器是影響工作效率和裝置體積重量的重要部分，本文以PET中DC-DC變換器為主要研究對(duì)象，根據(jù)給出的指標(biāo)，對(duì)全橋LLC諧振變換器的主電路進(jìn)行了詳細(xì)的設(shè)計(jì)，主要有諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)，利用磁集成思想，設(shè)計(jì)磁集成變壓器，可以大大減小變換器的體積和重量，并在參數(shù)設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上完成器件的選型。此外，根據(jù)給出的參數(shù)，計(jì)算出各部分損耗，進(jìn)而計(jì)算出效率，結(jié)果滿足設(shè)計(jì)效率的要求。利用PEmag和M

2、axwell仿真軟件設(shè)計(jì)磁集成變壓器，驗(yàn)證磁集成變壓器參數(shù)。運(yùn)用Matlab/simulink對(duì)PET中的DC-DC變換器模型進(jìn)行仿真分析，并在實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了DC-DC變換器的理論研究和設(shè)計(jì)方法的正確性及有效性。關(guān)鍵詞：電力電子變壓器；LLC諧振變換器；損耗分析；磁集成變壓器中圖分類號(hào)：TD62 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：Design of LLC resonant full bridge DC / DC converter Abstract: The Power Electronic Transformer (PET) as a new power transform

3、er, not only has the functions of traditional transformers, but also has the ability to solve the problems of traditional power transformers that the high price, huge volume, prodigious no-load loss and inflexible control, and it is worth in-depth study. The DC-DC converter of PET is an important pa

4、rt of affecting work efficiency, volume and weight of the device. This paper studies the DC-DC converter mainly, then，according to given indexes, main circuit of full-bridge LLC resonant converter is designed in detail, including the design of resonant parameters. And the magnetic integrated transfo

5、rmer is designed with the idea of magnetic integration, which greatly reduces the converter volume, and the selection of devices is completed on the basis of parameters design. In addition, according to the given parameters, losses of each part and the efficiency are calculated. The results meet the

6、 efficiency requirements of design. PEmag and Maxwell simulation software are used to design magnetic integrated transformer, and verified the magnetic integrated transformer parameters. Matlab/simulink is used to simulate and analyze the DC-DC converter performance of PET. A prototype of full-bridg

7、e LLC resonant converter is developed and system test platform is built according to the theoretical research and simulation results. The correctness and effectiveness of theoretical research and design methods of the DC-DC converter are verified by analyzing the waveforms of the test.Key words: pow

8、er electronic transformer; LLC resonant converter; loss analysis; magnetic integrated transformer煤礦井下存在著各種電壓等級(jí)的電源以及電氣設(shè)備，供電系統(tǒng)十分復(fù)雜。為了滿足不同電壓等級(jí)的要求1，目前井下常用傳統(tǒng)電力變壓器來(lái)進(jìn)行變壓和能量傳遞。這種變壓器制作工藝簡(jiǎn)單、可靠性高，但是其價(jià)格高、體積龐大、空載損耗嚴(yán)重、控制不靈活，而且，如果出現(xiàn)電壓不平衡、諧波、閃變等現(xiàn)象，無(wú)法維護(hù)電力設(shè)備的正常工作2。所以，現(xiàn)在亟待解決的問題是如何保證電氣設(shè)備在安全工作的情況下，給用戶供應(yīng)可靠穩(wěn)定的電能3。電力電子變壓器(

9、PET)應(yīng)運(yùn)而生，它除了擁有傳統(tǒng)變壓器的功能外，還具備解決上述難題的能力，作為一種新型變壓器，近年來(lái)成為國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究的熱門問題4-9。LLC拓?fù)洌鳛橐环N雙端諧振拓?fù)?，已?jīng)在許多DC/DC功率變換方案中得到應(yīng)用，但在PET上的應(yīng)用尚未廣泛。本研究將依據(jù)LLC全橋DC/DC變換器的原理設(shè)計(jì)一款PET，利用LLC諧振變換器本身的諸多優(yōu)勢(shì)達(dá)到提高PET效率的目的。1 LLC諧振全橋變換器的工作原理1.1 電路結(jié)構(gòu)介紹LLC諧振全橋變換器主電路拓?fù)淙鐖D1所示。在工作過(guò)程中，勵(lì)磁電感Lm會(huì)出現(xiàn)被鉗位而不參與工作的情況，這就決定了LLC諧振變換器會(huì)有兩個(gè)不同的諧振頻率，一個(gè)是Lm被鉗位時(shí)的頻率，它由諧振

10、電感Lr和諧振電容Cr產(chǎn)生，表達(dá)式為： （1）當(dāng)流過(guò)Lr的電流與流過(guò)諧振電感Lm的電流相等時(shí)，變壓器就沒有能量傳輸，整流管都會(huì)關(guān)斷，Lm就不會(huì)被副邊電壓鉗位而參與諧振，此時(shí)諧振頻率與勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Lr和諧振電容Cr有關(guān)，即： （2）對(duì)于LLC諧振全橋變換器來(lái)說(shuō)，可以運(yùn)行在四種工作模式下，假設(shè)工作頻率為fs，它與上面兩個(gè)諧振頻率的大小關(guān)系會(huì)決定變換器工作在什么樣的區(qū)域內(nèi)，顯然fs和fm、fr的關(guān)系有fsfm，fmfsfr四種情況。圖1 LLC全橋變換器原理圖1.2 電路的工作原理在分析之前，假設(shè)輸出濾波電容Cf無(wú)限大，輸出電壓可認(rèn)為是恒定不變的。1.2.1變換器在fsfm時(shí)的工作情況變換

11、器的諧振網(wǎng)絡(luò)會(huì)隨著開關(guān)頻率的大小不同而呈現(xiàn)容性或感性阻抗的情況。當(dāng)變換器工作在fsfm時(shí)，就是容性開關(guān)模式情況10，顯然管子的電壓相位在這種模式下是滯后電流相位的，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)時(shí)，其體二極管仍然沒有導(dǎo)通，就不能將開關(guān)管兩端電壓鉗位為零，這樣開關(guān)管就不能實(shí)現(xiàn)ZVS，但當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為零時(shí)，流過(guò)管子的電流也為零，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZCS。由于LLC諧振變換器的逆變電路選的開關(guān)管是MOSFET，它是單極性器件，所以可以通過(guò)在柵極加反偏電壓的方法來(lái)降低其關(guān)斷損耗，但是沒有辦法降低其開通損耗，所以MOSFET的開關(guān)損耗主要為開通損耗。由于不能實(shí)現(xiàn)ZVS，所以要避免LLC諧振變換器工作在此頻率范圍內(nèi)。本文對(duì)此頻率

12、范圍內(nèi)變換器的工作情況不做討論分析。1.2.2變換器在fmfsfr時(shí)的工作情況當(dāng)變換器工作在fmfsfr時(shí)，管子工作在感性開關(guān)模式下，它的電壓相位會(huì)超前電流相位，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)時(shí)，其體二極管已經(jīng)導(dǎo)通，把開關(guān)管兩端電壓鉗位為零，這樣開關(guān)管就實(shí)現(xiàn)了ZVS。圖2給出了變換器在fmfsfr時(shí)的工作波形，可將一個(gè)工作周期分成8個(gè)工作階段。由于后半個(gè)周期與前半個(gè)周期的工作過(guò)程相似，下面只給出前半個(gè)周期的四個(gè)工作階段的分析如圖3中（a）（d）所示。圖2 fmfsfr時(shí)工作波形圖（a） 工作階段1(t0t1)（b） 工作階段2 (t1t2)（c） 工作階段3 (t2t3)（d） 工作階段4 (t3t4)圖3

13、變換器在fmfsfr時(shí)前半個(gè)周期工作階段1：(t0t1)：開關(guān)管S1和S4的體二極管在t0之前就已經(jīng)導(dǎo)通，所以實(shí)現(xiàn)了ZVS。由圖2可知，諧振電流ir大于勵(lì)磁電流im，兩者之差大于零，經(jīng)過(guò)變壓器流入二極管D5使其導(dǎo)通，D6截止。由于輸出電壓的影響，Lm兩端被副邊電壓鉗位，此時(shí)只有Lr和Cr參與諧振，im線性上升，ir也經(jīng)過(guò)開關(guān)管S1、S4以正弦形式慢慢變化，輸入能量則通過(guò)D5傳給了負(fù)載。因?yàn)閒sLr，所以諧振頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率，可以近似認(rèn)為這段時(shí)間內(nèi)的ir波形是一條水平直線，并對(duì)Cr不斷充電。當(dāng)S1、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為零時(shí)，階段2結(jié)束。工作階段3：在t2時(shí)刻，S1、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)消失，S1、S4

14、關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，由于irim，所以流入變壓器的電流改變方向，使得D6導(dǎo)通，D5截止，能量通過(guò)D6傳給負(fù)載。Lm被鉗位，只有Lr和Cr參與諧振。此階段中ir一直給C1和C4充電，并給C2和C3放電，ir以正弦形式減小，im線性減小，當(dāng)C1和C4上電壓等于輸入電壓，C2和C3上電壓被放到零時(shí)，階段3結(jié)束。工作階段4：在t3時(shí)刻，D2和D3導(dǎo)通，ir不再?gòu)腃2、C3經(jīng)過(guò)，而是通過(guò)D2和D3使S2、S3兩端電壓保持為零，為S2、S3實(shí)現(xiàn)ZVS做好準(zhǔn)備。此階段內(nèi)，ir仍小于im，ir以正弦形式繼續(xù)減小，im繼續(xù)線性下降，Lm被鉗位，D6導(dǎo)通，D5截止，能量通過(guò)變壓器傳遞到二次側(cè)，并由D6傳遞給負(fù)載。

15、當(dāng)S2、S3驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)時(shí)，此階段結(jié)束。全橋LLC諧振變換器在fmfsfr內(nèi)工作時(shí)的輸出電壓為： （8）1.2.3變換器在fs=fr時(shí)的工作情況圖4給出了變換器在fs=fr時(shí)的工作波形。圖4 fs=fr時(shí)工作波形圖由圖4可知，一個(gè)工作周期被分為6個(gè)工作階段，其實(shí)可以看成是變換器在fmfsfr時(shí)的工作情況圖5給出了變換器在fsfr時(shí)的工作波形，可將一個(gè)工作周期分成6個(gè)工作階段。圖5 fsfr時(shí)工作波形圖下面同樣只給出前半個(gè)周期的三個(gè)階段的分析如圖6中（a）（c）所示。工作階段1：在t0時(shí)刻，S1、S4導(dǎo)通，由圖5可知，諧振電流ir大于勵(lì)磁電流im，兩者之差大于零，經(jīng)過(guò)變壓器流入二極管D5使其導(dǎo)通

16、，D6截止。Lm被副邊電壓鉗位，此時(shí)只有Lr和Cr參與諧振，im線性上升，ir也經(jīng)過(guò)開關(guān)管S1、S4以正弦形式慢慢變化，輸入能量通過(guò)D5傳給負(fù)載。當(dāng)S1、S4驅(qū)動(dòng)信號(hào)消失，階段1結(jié)束。（a） 工作階段1(t0t1)（b） 工作階段2 (t1t2)（c） 工作階段3 (t2t3)圖6 變換器在fsfr時(shí)前半個(gè)周期工作階段2：在t1時(shí)刻，S1、S4關(guān)斷，由于ir仍大于im，所以D5仍導(dǎo)通，D6截止，能量通過(guò)D5傳給負(fù)載。Lm仍被鉗位，只有Lr和Cr參與諧振。此階段中ir一直給C1和C4充電，并給C2和C3放電，ir以正弦形式減小，所以流過(guò)D5的電流也變小，im仍線性增加，當(dāng)C2和C3上電壓被放到零

17、時(shí)，D2、D3導(dǎo)通，為S2、S3實(shí)現(xiàn)ZVS做好準(zhǔn)備。當(dāng)S2、S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)到時(shí)，階段2結(jié)束。工作階段3：在t2時(shí)刻，S2、S3實(shí)現(xiàn)零電壓開通。與階段2類似，只是在t3時(shí)刻，出現(xiàn)ir=im，兩者差為零，這一瞬間D5關(guān)斷，階段3結(jié)束。當(dāng)fsfr時(shí)，管子是工作在感性開關(guān)模式下的，所以可以實(shí)現(xiàn)ZVS。但是Lm在整個(gè)過(guò)程中都被副邊電壓鉗位，沒有參與諧振，所以變壓器的就會(huì)持續(xù)工作，D5和D6處于連續(xù)導(dǎo)通模式，不能實(shí)現(xiàn)ZCS，就會(huì)出現(xiàn)反向恢復(fù)問題。綜上可知，變換器在fsfm內(nèi)的工作模式為容性的，管子不能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。在fmfr時(shí)，雖然諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗依然是感性，但是整流二極管不能實(shí)現(xiàn)ZCS，不是理想的工作范

18、圍。所以在設(shè)計(jì)電路的時(shí)候，為了使變換器處在理想的工作范圍內(nèi)，要將工作頻率選定在接近fr處，這樣才能使變換器的效率最大化。2 LLC全橋變換器的設(shè)計(jì)為了適用于井下常用的電壓等級(jí)，LLC諧振變換器的設(shè)計(jì)滿足以下設(shè)計(jì)指標(biāo)：輸入電壓范圍：Vin_minVin_max=190330 V，額定輸入電壓：Vin_nom=300 V，預(yù)期效率：95%，輸出電壓：Vo=48 V，紋波電壓：V=240 mV，輸出電流：Io=10 A，諧振頻率fr=100 kHz，k值：6，開關(guān)管的寄生電容Coss：400pF；變壓器繞組和PCB板的等效寄生電容Cstary：100pF，死區(qū)時(shí)間td：300ns。2.1 諧振電路參

19、數(shù)設(shè)計(jì)根據(jù)分析，為了滿足變換器在輸入電壓Vin_nom時(shí)工作在fr附近，利用此時(shí)的增益Mnom為1，可求得變壓器的理論變比m為： （9）式中：式中：VF為副邊二極管導(dǎo)通壓降，這里取1V。等效電路的最小增益Mmin和最大增益Mmax為： （10） （11）最小工作頻率fmin和最大工作頻率fmax為：（12）（13）基于一次諧波近似（FHA）的分析方法，LLC電路的等效負(fù)載阻抗為： （14）式中：n為變壓器理論變比。根據(jù)最大增益的要求，諧振腔最大的品質(zhì)因數(shù)Qmax1、Qmax2為： （15）（16）所以整個(gè)工作范圍內(nèi)的最大Q為 （17）式中：k為激磁電感與諧振電感的比值，一般取37，這里取6；l

20、max為最大歸一化頻率。根據(jù)諧振特性可以求得諧振參數(shù)為： （18） （19） （20）根據(jù)原邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件可計(jì)算勵(lì)磁電流為： （21）寄生電容的充電電流為： （22）顯然ImIp，符合原邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件，設(shè)計(jì)合理。2.2 磁集成變壓器設(shè)計(jì)LLC諧振變換器的集成思路是：把諧振電感和勵(lì)磁電感集成到變壓器中，充分利用變壓器的漏感和激磁電感。但在實(shí)際制作中，很難將變壓器的寄生參數(shù)控制很小，尤其在高頻和超高頻的場(chǎng)合下，這些參數(shù)會(huì)對(duì)運(yùn)行的變壓器產(chǎn)生不利影響。而用磁集成思路來(lái)對(duì)LLC諧振變換器進(jìn)行磁集成，正好利用了這些很難做小的參數(shù)，將變壓器的漏感用作Lr，變壓器的勵(lì)磁電感用作Lm，這樣就

21、把不利的因數(shù)轉(zhuǎn)變?yōu)橛欣臈l件，而且不用額外增加兩個(gè)電感，使得變換器的體積大大減小。下面首先用AP法11確定變壓器磁芯的型號(hào)，公式如下 （23）式中：Ae為磁芯的有效橫截面積；Aw為線圈窗口面積；PT為變壓器視在功率，隨線路結(jié)構(gòu)不同而不同，本文變壓器副邊采用中心抽頭結(jié)構(gòu)，故?。?，單位W；Ko為窗口使用系數(shù)，取Ko=0.3；Kf為波形系數(shù)，正弦波時(shí)為4.44，方波時(shí)為4，這里取4；Kj為電流密度，這里取Kj=400/cm2；Bw為工作磁通密度，取Bw=0.15T。把數(shù)據(jù)帶入上式，得（24）選用TDK的ETD39磁芯，其AP=3.2125cm4，Ae=1.25cm2，Aw=2.57cm2，B=0.3

22、 T。把次級(jí)漏感歸算到初級(jí)，可以得到變壓器的實(shí)際變比n為： （25）根據(jù)電磁感應(yīng)定律可以得到次級(jí)匝數(shù)為： （26）取整，得次級(jí)匝數(shù)為14匝。根據(jù)變壓器變比可求得初級(jí)匝數(shù)為： （27）取初級(jí)匝數(shù)為92匝?？紤]到趨膚效應(yīng)的影響，原邊采用的漆包線，64股并繞；副邊選用63股的漆包線并繞。不僅滿足了電流的應(yīng)力，同時(shí)降低了由趨膚效應(yīng)產(chǎn)生的損耗。在以上對(duì)諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)中發(fā)現(xiàn)，變壓器的勵(lì)磁電感和漏感大小是在同一個(gè)數(shù)量級(jí)上，為了盡量增大變壓器的漏感，使其滿足諧振電感Lr的要求，必須要減小原副邊的耦合度，為了達(dá)到要求，可以采用分槽骨架與擋墻相結(jié)合的方法。2.3 開關(guān)管和整流二極管選取在全橋變換器中，開關(guān)管所承受

23、的最大電壓為最大的輸入直流電壓，即MOSFET電壓的峰值為： （28）MOSFET電流的峰值為： （29）按耐壓值1.5倍的裕量，電流值2倍裕量，最終選擇英飛凌推出的CoolMOS-IPW65R041CFD，其耐壓為650V，最大導(dǎo)通電阻僅0.041。整流二極管要在高頻環(huán)境下實(shí)現(xiàn)ZCS，普通二極管很難達(dá)到，所以要選擇快恢復(fù)二極管，它承受的最大反向電壓為輸出電壓的兩倍，即 （30）流過(guò)二極管電流的最大值 （31）考慮留有一定的裕量后，最終選擇MUR2020作為輸出整流二極管，其最大耐壓值為200V，能承受的最大平均電流為20A，VF=1.0V。2.4 輸出電容設(shè)計(jì)從全橋LLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

24、以及工作原理可知，其輸出只需要電容濾波，而電容值的大小與輸出電壓紋波緊密相關(guān)。當(dāng)期望紋波V不大于240 mV時(shí)，輸出電容被確定為： （32）式中：V為期望紋波值，V；Ts_max為最大開關(guān)周期即最小工作頻率fmin對(duì)應(yīng)的周期。為了盡可能多的降低電容上的損耗，這里選低ESR的電容。此處選取Nippon Chemi-Con低ESR的1000的電解電容，其耐壓值為63V，ESR為0.019。則實(shí)際紋波值為： （33）Ic_rms為流過(guò)電容的電流有效值，可以通過(guò)下式求得： （34）因此，輸出電壓的紋波達(dá)到預(yù)期的要求。2.5 損耗及效率計(jì)算1. MOSFET損耗計(jì)算因該設(shè)計(jì)運(yùn)用了軟開關(guān)技術(shù)，故此電路系統(tǒng)

25、的開關(guān)損耗為零，MOSFET的損耗就只有其導(dǎo)通損耗，其值為： （35）式中：Ron為MOSFET導(dǎo)通電阻最大值0.041，Id,rms為通過(guò)MOSFET的電流有效值2.24A，D為占空比0.5。2. 二極管損耗計(jì)算通過(guò)二極管的平均電流為Id,avg=Io=10A，有效電流為Id,rms=7.85A。選用的二極管的正向?qū)▔航礦F為1.0V，則導(dǎo)通損耗為： （36）二極管反向恢復(fù)電流的峰值IRmax=10A，反向偏置電壓VRmax=140V，電流從零達(dá)到反向電流峰值的時(shí)間與從反向電流峰值到恢復(fù)電流為正經(jīng)歷的時(shí)間近似相等為trr1=trr2=35ns。則關(guān)斷損耗為： （37）因此，二極管的總損耗為

26、： （38）3. 變壓器損耗計(jì)算由原副邊電流有效值分別為Ip_RMS=2.24A，Is_RMS=7.85A得變壓器銅損為：（39）變壓器的磁芯損耗為： （40）因此，變壓器總的損耗為： （41）4. 系統(tǒng)效率計(jì)算變換器的總損耗為 （42）效率為： （43）可以看出系統(tǒng)在整個(gè)過(guò)程中的效率達(dá)到了所要求的數(shù)量值，說(shuō)明了器件選型和數(shù)據(jù)取舍是合理的。3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證3.1 磁集成變壓器仿真與分析變換器中的磁性元件的設(shè)計(jì)一直以來(lái)都是難點(diǎn)，同樣也是關(guān)鍵點(diǎn)。為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)的正確性，本文采用了磁性元件仿真軟件PEmag和Maxwell對(duì)變壓器設(shè)計(jì)進(jìn)行建模仿真，通過(guò)調(diào)整結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)出滿足要求的變壓器。圖7 變壓器結(jié)構(gòu)

27、仿真剖面圖選用TDK公司的ETD39型號(hào)的磁芯及配套的分槽骨架來(lái)對(duì)磁集成變壓器進(jìn)行仿真。原副邊匝數(shù)分別為90匝和14匝，原邊采用 的漆包線，64股并繞；副邊選用63股 的漆包線并繞，變壓器氣隙為0.36mm。圖7為變壓器的剖面圖，它是依據(jù)上面條件在PEmag中建模得到的。為了達(dá)到調(diào)節(jié)漏感的目的，實(shí)際繞制時(shí)可以采用分槽骨架與擋墻相結(jié)合的方法。圖8初級(jí)繞組漏感仿真圖8給出了變壓器初次級(jí)漏感的仿真結(jié)果，從圖中可以看出初級(jí)漏感的大小為62.1H，與理論得到的Lr=62.72H相比，誤差為0.99%，在允許范圍內(nèi)。（a） 初級(jí)繞組（b） 次級(jí)繞組圖9 變壓器初次級(jí)繞組仿真圖9給出了變壓器初次級(jí)繞組的仿真

28、結(jié)果，從圖中可以看：初級(jí)繞組電感的大小為380H，相比較勵(lì)磁電感Lm的計(jì)算值376.32H，誤差為0.98%，也在誤差范圍內(nèi)。次級(jí)繞組電感的大小為8.67H，相比次級(jí)繞組電感Lm的計(jì)算值8.61H，符合誤差要求。3.2 PET模型仿真在Matlab/Simulink下搭建的將全橋LLC諧振變換器應(yīng)用于PET中的系統(tǒng)仿真模型。PET仿真參數(shù)為：(1)輸入環(huán)節(jié)輸入交流電壓為220V(5%V)，輸入濾波電感8mH，額定輸出直流電壓為300V，輸出濾波電容1100F；(2)中間環(huán)節(jié)DC-DC變換器輸出給定參考電壓為DC 48V，輸出濾波電容890F；(3)輸出環(huán)節(jié)輸出工頻三相線電壓50V，功率460W

29、，濾波電感0.4mH，濾波電容32F，負(fù)載為三相純阻性負(fù)載。（a）輸入環(huán)節(jié)輸入電壓、電流及輸出電壓（b）DC-DC變換器輸出電壓及負(fù)載三相電壓圖6 變換器在fsfr時(shí)前半個(gè)周期圖10 (a)中的u、i和Vdc1分別為輸入環(huán)節(jié)輸入的電壓和電流以及輸出的直流電壓，為了方便比較，這里的電流波形擴(kuò)大了5倍；圖10(b)中的Vdc2以及uab、ubc、uca分別為DC-DC變換器輸出的直流電壓及負(fù)載三相電壓。從仿真結(jié)果可以看出220V交流電壓輸入，經(jīng)過(guò)可控整流電路后輸出300V左右直流電壓，再經(jīng)過(guò)DC-DC變換器后輸出48V左右直流電壓，最后經(jīng)過(guò)三相逆變電路輸出三相正弦交流電壓，可見將全橋LLC諧振變換

30、器應(yīng)用于PET中可以實(shí)現(xiàn)基本的電壓變換與能量輸出的功能。3.3 PET實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證根據(jù)設(shè)計(jì)參數(shù)研制了一臺(tái)基于全橋LLC諧振變換器的PET樣機(jī)，其實(shí)物圖如圖11所示。圖11 PET硬件平臺(tái)實(shí)物圖（a）輸入環(huán)節(jié)輸入電壓、電流及輸出電壓（b）DC-DC變換器輸出電壓及負(fù)載三相電壓圖12 PET實(shí)驗(yàn)波形圖12(a)中的u、i和Vdc1分別為輸入環(huán)節(jié)的交流輸入電壓和電流以及輸出的直流電壓；圖12(b)中的Vdc2和uab、ubc、uca分別為DC-DC變換器的輸出電壓及PET負(fù)載三相電壓。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出220V左右交流電壓輸入，經(jīng)過(guò)可控整流電路后輸出300V左右直流電壓，再經(jīng)過(guò)DC-DC變換器后輸出48

31、V左右直流電壓，最后經(jīng)過(guò)三相逆變電路輸出三相正弦交流電壓?？梢?，將全橋LLC諧振變換器應(yīng)用于PET中可以實(shí)現(xiàn)基本的電壓變換與能量輸出的功能。圖13給出了滿載情況下，DC-DC變換器的輸出紋波電壓波形。由圖可知，此時(shí)輸出紋波電壓值小于200mV，滿足設(shè)計(jì)時(shí)所設(shè)定的紋波值范圍。50mV/div25us/div圖13 滿載情況下輸出紋波電壓圖14給出了實(shí)驗(yàn)裝置在不同條件下的效率曲線圖。由圖14(a)可知，在滿載情況下，隨著輸入電壓的增大效率也會(huì)提高，但是當(dāng)輸入電壓超過(guò)額定輸入電壓時(shí)，效率反而會(huì)降低，這是由于輸入電壓超過(guò)額定輸入電壓時(shí)工作頻率就會(huì)大于諧振頻率，即fsfr，而這會(huì)讓整流二極管實(shí)現(xiàn)ZCS受

32、到影響，所以會(huì)降低。由圖14(b)可知，在額定輸入電壓下，隨著輸出電流的增大，效率也不斷提高，當(dāng)達(dá)到額定輸出電流時(shí)，效率最高?？梢钥闯?，無(wú)論什么條件下，效率都在93%以上，略低于計(jì)算值，這主要是由變壓器損耗的實(shí)際測(cè)試與理論計(jì)算有偏差造成的。可知，本文研究的DC-DC變換器滿足設(shè)計(jì)要求。（a）不同輸入電壓10A負(fù)載（b）300V輸入不同輸出電流圖14變換器效率曲線圖4 結(jié)語(yǔ)本文從LLC諧振全橋變換器的工作原理出發(fā)，分析了其工作于最佳條件下的情況，確定了變換器的主要參數(shù)，將軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用于該DC-DC變換器中，提高了變換器的效率。通過(guò)軟件仿真設(shè)計(jì)了磁集成式變壓器。通過(guò)Matlab/Simulink仿真和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了DC-DC變換器的理論研究和設(shè)計(jì)方法的正確性及有效性。參考文獻(xiàn)：1國(guó)家安全生產(chǎn)監(jiān)督管理總局 煤礦安全規(guī)程 M.北京：煤炭工業(yè)出版社，2011.2韓旭杉. 區(qū)域電網(wǎng)電能質(zhì)量問題及其治理技術(shù)研究D. 華北電力大學(xué), 2012.3 蔣平, 趙劍鋒, 唐國(guó)慶. 電能質(zhì)量問題及其治理方法J. 江蘇電機(jī)工程, 2003, 22(l): 16-19.4Sabahi M, Hosseini S H, Sharifian M B, Goharrizi A Y, Gh