高頻功率放大器設計

目錄一 課題名稱1二 內容摘要1三 設計任務及要求1四 電路基本原理24.1 甲類功率放大器44.2 丙類功率放大器64.3 高頻功率放大器的動態(tài)特性84.4 高頻功率放大器的負載特性8五 電路設計方案概述10六 軟件仿真及結果11七 仿真結果討論及誤差分析12八 收獲與體會13參考文獻14附錄14一 課題名稱高頻功率放大器設計二 內容摘要在廣播、電視、通信等系統(tǒng)中都需要將有用的信號調制在高頻載波信號上通過無線電發(fā)射機發(fā)射出去。高頻載波信號由高頻振蕩器產生，但由于高頻振蕩器所產生的高頻振蕩信號的功率很小，不能滿足發(fā)射機天線對發(fā)射功率的要求，所以需要利用高頻功率放大器對功率放大以此獲得足夠的輸出功率。高頻功率放大器是通信系統(tǒng)中發(fā)送裝置的重要組件。它將電源供給的直流能量轉換為高頻交流輸出。按其工作頻帶的寬窄可分為窄帶高頻功率放大器和寬帶功率放大器兩種。窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又稱為調諧功率放大器或諧振功率放大器。寬帶高頻功率放大器的輸出電路是傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路，因此又稱為非調諧功率放大器。本次課程設計就將對高頻功率放大器的工作原理進行探究及設計，本次設計采用Multisim軟件進行仿真電路設計。三 設計任務及要求模塊電路設計（采用Multisim軟件仿真設計電路）（1）采用晶體管完成一個高頻諧振功率放大器的設計（2）電源電壓Vcc=+12V（3）工作頻率f0=5MHz（4）負載電阻RL=50時，輸出功率P02.5W，效率60%四 電路基本原理高頻功率放大器的主要功用是放大高頻信號，并且以高效輸出為目的，它主要應用于各種無線電發(fā)射機中。要使發(fā)射機的輸出功率大，必須使發(fā)射機內部各級電路之間信號功率能有效地傳輸，這就要求放大器輸入阻抗和信號源阻抗相匹配，放大器輸出端阻抗和負載阻抗相匹配，末級功率放大器輸出阻抗和天線阻抗相匹配。阻抗匹配能使信號在傳輸過程中無反射損耗，以達到最大的功率傳輸和輻射。根據能量守恒原則，輸出高頻信號的功率都是由功率放大器將直流電的能量轉換成高頻信號的能量輸出的。由于在能量轉換的過程中存在著能量的損耗，高的能量發(fā)射必然有高的能量損耗，因此要求功率放大器應該在盡可能低的能量損耗下具有盡可能高的能量轉換和能量發(fā)射，及要求功率放大器應具有高的能量轉換效率。根據放大器電流導通角的范圍可分為甲類、乙類、丙類等不同類型的功率放大器。而高頻功放一般都采用選頻網絡作為負載。高頻功率放大器由功率放大管、輸入回路和輸出諧振回路、集電極電源和基極偏置電路等幾部分組成。其與小信號調諧放大器的區(qū)別在于：（1） 放大管是高頻大功率晶體管，集電極直接與散熱片連接，能承受高電壓和大電流。（2） 輸入回路通常為調諧回路，既能實現調諧選頻，又能使信號源與放大管輸入端匹配。（3） 輸入端的負載回路也為LC調頻回路，要求既能完成調諧選頻功能，又能實現放大器輸出端與負載的匹配。（4） 基極偏置電路為晶體管發(fā)射結提供負偏壓（-UBB），常使電路工作在丙（C）類狀態(tài)。圖4.1 晶體管轉移特性曲線根據高頻功率放大器的等效電路，晶體管基極的反向偏置電壓為-UBB，如果輸入的交流信號為ubt=Ubmcost,則加到晶體管基極、發(fā)射機之間的有效電壓為uBE=ubt-UBB=-UBB+Ubmcost (4.1.1)（1） 集電極電流ic由晶體管轉移曲線可以看出：當輸入信號ubtUBB+UBZ時，發(fā)射結才能導通，集電極電流ic可表示為ic=gc(uBE-UBZ) （4.1.2）式中，gc為晶體管跨導，即折線的斜率，gc=icuBE，其中uce為常數。將公式4.1.1代入公式4.1.2可得ic=gc(-UBB+Ubmcost-UBZ) （4.2.3）當t=c時，ic=0，可得cosc=UBB+UBZUbm （4.2.4）式中，UBZ為晶體管的開啟電壓；c稱為晶體管導通角，即c=cos-1UBB+UBZUbm （4.2.5）當t=0時，ic=Icmax=gcUbm(1-cosc)，可得集電極尖端余弦脈沖電流ic的表達式為ic=Imaxcost-cosc1-cosc (4.2.6)（2） 集電極電流ic的傅里葉分析尖頂余弦脈沖電流ic可用傅里葉級數分解為直流分量、基波、二次諧波、三次諧波、n次諧波分量，即ic=Ico+Icm1cost+Icm2cos2t+Icmncosnt+ (4.2.7) 圖4.2 尖頂余弦脈沖的分解系數an(c)與波形系數g1(c)曲線 集電極脈沖電流ic的直流分量Ico并不是常數，隨著導通角c的增大，an(c)將增大，Ico=Icmax0(c)也將增大。當導通角c=時，功率放大器將工作于甲（A）類工作狀態(tài)；當導通角c=2時，功率放大器將工作于乙（B）類工作狀態(tài)；當導通角c2時，功率放大器將工作于丙（C）類工作狀態(tài)。（3） 集電極輸出電壓uCE由于高頻諧振功率放大器的輸出端接LC諧振回路，因此只要調節(jié)LC回路的電抗元件值，即可使LC回路諧振于輸入信號的頻率（即基波頻率）。如果LC回路的諧振電阻為Rp,則集電極電流ic流經LC并聯諧振回路時，對基波電流呈現的諧振電阻為Rp（最大值），使回路兩端的電壓為uc1=-RpIcm1cost,而對直流分量Ico和各高次諧波電流分量所呈現的失諧阻抗為零或極小，因此LC回路可選出基波電壓uc1=-RpIcm1cost，而濾除各次諧波電壓。集電極輸出電壓的瞬時值uCE=Ec-RpIcm1cost。因此雖然高頻諧振功率放大器的集電極電流是尖頂余弦脈沖，但放大器的輸出回路電壓仍只有輸入信號頻率分量，即相對于輸入信號沒有失真。4.1 甲類功率放大器甲類功放（A類功放）輸出級中兩個（或兩組）晶體管永遠處于導電狀態(tài)，也就是說不管有無訊號輸入它們都保持傳導電流，并使這兩個電流等于交流電的峰值，這時交流在最大訊號情況下流入負載。當無訊號時，兩個晶體管各流通等量的電流，因此在輸出中心點上沒有不平衡的電流或電壓，故無電流輸入揚聲器。當訊號趨向正極，線路上方的輸出晶體管容許流入較多的電流，下方的輸出晶體管則相對減少電流，由于電流開始不平衡，于是流入揚聲器而且推動揚聲器發(fā)聲。晶體管組成甲類功率放大器，工作在線性放大狀態(tài)。其中RB1、RB2為基極偏置電阻；RE1為直流負反饋電阻，以穩(wěn)定電路的靜態(tài)工作點。RF1為交流負反饋電阻，可以提高放大器的輸入阻抗，穩(wěn)定增益。電路的靜態(tài)工作點由下列關系式確定：UEQ=IEQ(RF1+RE1)ICQRE1 （4.2.8）式中，RF1一般為幾歐至幾十歐。ICQ=IBQ (4.2.9)UBQ=UEQ+0.7V （4.2.10）4.1.1 甲類功放的負載特性甲類功率放大器的輸出負載由丙類功放的輸入阻抗決定,兩級間通過變壓器進行耦合，因此甲類功放的交流輸出功率P0可表示為：P0=PH/B （4.2.11）式中，PH為輸出負載上的實際功率，B為變壓器的傳輸效率，一般B=0.750.85。圖4.3 甲類功放負載特性為獲得最大不失真輸出功率，靜態(tài)工作點Q應選在交流負載線AB的中點，此時集電極的負載電阻RH稱為最佳負載電阻。集電極的輸出功率PC的表達式為： （4.2.12）式中，ucm為集電極輸出的交流電壓振幅，Icm為交流電流的振幅，它們的表達式分別為 （4.2.13）式中，uCES稱為飽和壓降，約1V （4.2.14）如果變壓器的初級線圈匝數為N1，次級線圈匝數為N2，則 （4.2.15）式中，RH為變壓器次級接入的負載電阻，即下級丙類功放的輸入阻抗。 4.1.2 甲類功放的功率增益與電壓放大器不同的是功率放大器應有一定的功率增益，甲類功率放大器不僅要為下一級功放提供一定的激勵功率，而且還要將前級輸入的信號，進行功率放大。輸入功率Pi與放大器的輸入電壓uim及輸入電阻Ri的關系為 （4.2.16）式中，Ri又可以表示為 （4.2.17）式中，hie為共發(fā)接法晶體管的輸入電阻，高頻工作時，可認為它近似等于晶體管的基極體電阻rbb 。hfe為晶體管共發(fā)接法電流放大系數，在高頻情況下它是復數，為方便起見可取晶體管直流放大系數。4.2 丙類功率放大器4.2.1 丙類功放原理 丙類功率放大器的基極偏置電壓uBE是利用發(fā)射極電流的直流分量IEO（ICO）在射極電阻RE2上產生的壓降來提供的，故稱為自給偏壓電路。當放大器的輸入信號為正弦波時，則集電極的輸出電流ic為余弦脈沖波。利用諧振回路L2C3的選頻作用可輸出基波諧振電壓uc1,電流ic1。圖為丙類功率放大器的基極與集電極間的電流、電壓波形關系。 【a】 【b】圖4.4 丙類功放波形圖a為三極管輸入波形，圖b從上至下依次為基波脈沖電流及諧波分量，集電極脈沖電流及諧波分量，LC諧振回路及兩端電壓波形以及晶體管集電極與發(fā)射極之間的瞬時電壓波形。分析可得下列基本關系式： （4.2.18）式中, 為集電極輸出的諧振電壓即基波電壓的振幅；為集電極基波電流振幅；Ro為集電極回路的諧振阻抗。 式 （4.2.19）式中，PC為集電極輸出功率 （4.2.20）式中，PD為電源供給的直流功率,ICO為集電極電流脈沖ic的直流分量。電流脈沖ic經傅立葉級數分解，可得峰值Icm與分解系數的關系式（4.2.21）放大器集電極的耗散功率PC為：PC=PD - PC （4.2.22）放大器的效率為（4.2.23）式中，=Ucm/EC為集電極電壓利用系數；g1c=Icm1Ico=1c/o(c)稱為波形系數，是導通角c的函數。電流導通角愈小，放大器的效率愈高。如甲類功放的=180，效率最高也只能達到50%，而丙類功放的 90，效率可達到80%，甲類功率放大器適合作為中間級或輸出功率較小的末級功率放大器。丙類功率放大器通常作為末級功放以獲得較大的輸出功率和較高的效率。圖4.5 丙類諧振功率放大器電路示意圖 三極管V在工作時應處于丙類工作狀態(tài)，只有小部分時間導通，LC諧振回路起到濾波和匹配的作用，基極電源VBB應小于死區(qū)電壓以保證晶體管工作于丙類狀態(tài)，一般VBB略小于0。集電極電壓VCC是功率放大器的能量來源。 波形系數g1c=1(c)/o(c)的曲線是隨導通角c的增大而逐漸降低的，相應的放大器效率也是隨導通角c的增大而逐漸降低的。當取c=120時，1(c)達到最大值，輸出功率最大，但g1(c)的值相對較小，集電極效率僅為64%左右。而當取c=70時，此時雖然1(c)的值相對減少，輸出功率有一定程度的降低，但集電極效率可達到85.9%。因此，在工程設計中一般以c=70左右作為最佳導通角，這樣可以兼顧效率和輸出功率兩個重要指標。4.2.2 丙類功放的特點與低頻功放相比較，丙類諧振功放具有工作頻率和相對頻帶不同，負載性質不同，工作狀態(tài)不同等特點；同時與小信號諧振放大器相比較其對放大信號的要求不同，諧振網絡的作用不同及工作狀態(tài)不同等特點。4.3 高頻功率放大器的動態(tài)特性若設輸入信號電壓ub=Ubmcost,當放大器工作在諧振狀態(tài)時，其外部電路輸入端的電壓方程為uBE=-UBB+Ubmcost (4.3.1)輸出端的電壓方程為uCE=Ec-Ucm1cost (4.3.2)式中，ud=-Ucm1cost。消去cost可得uBE=-UBB+UbmEc-uCEUcm1 (4.3.3)放大區(qū)動態(tài)特性曲線方程為ic=gd(uCE-Uo) (4.3.4)式中，gd=-gcUbmUcm1表示動態(tài)特性曲線的斜率；Uo=UbmEc-UBBUcm1-UBZUcm1Ubm=EC-Ucm1cosc表示動態(tài)特性曲線在uCE軸上的截距，其中cosc=UBB+UBZUbm4.4 高頻功率放大器的負載特性高頻功放的負載特性表現為輸出LC回路的諧振電阻對工作狀態(tài)的影響。當EC、UBB、Ubm等不變時，工作狀態(tài)可分為欠壓工作狀態(tài)、臨界工作狀態(tài)和過壓工作狀態(tài)三種。4.4.1 欠壓工作狀態(tài)當Rp較小時，由于Ucm1=Icm1Rp也比較小，動態(tài)特性曲線的斜率gd=-gcUbm/Ucm1較大，其動態(tài)特性曲線與所對應的靜態(tài)特性曲線的交點位于放大區(qū)，此時ic的波形為尖頂余弦脈沖，脈沖幅度比較大，負載回路的輸出電壓Ucm1較小，晶體管的工作范圍在放大區(qū)和截止區(qū)。欠壓狀態(tài)的功率和效率都比較低，集電極耗散功率也較大，輸出電壓隨負載阻抗變化而變化，因此較少采用。但晶體管基極調幅，需采用這種工作狀態(tài)。4.4.2 臨界工作狀態(tài) 當動態(tài)特性曲線與臨界飽和線以及uBEmax對應的靜態(tài)特性曲線三線相交于一點的時候，高頻功放工作于臨界狀態(tài)，此時ic的波形仍為尖頂余弦脈沖，脈沖幅度相對于欠壓工作狀態(tài)略有減小，但負載回路的輸出電壓Ucm1卻增大較多。如果設臨界飽和線的斜率為gcr，則尖頂余弦脈沖的幅度為Imax=gcrUcemin=gcr(Ec-Ucm1) (4.4.1)式中，UceminUces，令cr=Ucm1/Ec，cr為臨界狀態(tài)的電壓利用系數，Icmax=gcrEC(1-cr)，臨界狀態(tài)的電壓利用系數為cr=1-IcmaxgcrEC?？煽闯龈哳l功放工作在臨界狀態(tài)時有較大的集電極電流和較大的回路電壓，故晶體管輸出功率最大。高頻功放通常選擇這種工作狀態(tài)這種工作狀態(tài)下所需的集電極負載電阻稱為最佳負載電阻。即Rper=Ucm1Icm1=crECIcmax1(c) （4.4.2）臨界狀態(tài)的特點是輸出功率最大，效率也較高，比最大效率差不了許多，可以說是最佳工作狀態(tài)，發(fā)射機的末級常設計成這種狀態(tài)，在計算諧振功率放大器時，也常以此狀態(tài)為例。4.4.3 過壓工作狀態(tài)如果在臨界狀態(tài)下繼續(xù)增大Rp的數值，動態(tài)特性曲線的斜率將進一步減小，動態(tài)特性曲線與uBEmax所對應的靜態(tài)特性曲線的交點將沿臨界飽和線向下移動，交點位于飽和區(qū)。由于晶體管的動態(tài)范圍延伸到了飽和區(qū)，UceminUces，集電極電流沿臨界飽和線下降，ic的波形頂部為下凹的余弦脈沖。過壓狀態(tài)的優(yōu)點是，當負載阻抗變化時，輸出電壓比較平穩(wěn)且幅值較大，在弱過壓時，效率可達最高，但輸出功率有所下降，發(fā)射機的中間級、集電極調幅級常采用這種狀態(tài)。圖4.6 高頻功放的工作狀態(tài)與負載Rp的關系五 電路設計方案概述本課設次需要設計一個采用晶體管完成的高頻諧振功率放大器，其電源電壓Vcc = +12 V，工作頻率，負載電阻時，輸出功率，效率，晶體管用2N2219,其主要參數：Pcm=1W,Icm=750mA,VCES=1.5V,fT=70MHz,hfe10，功率增益Ap13dB（20倍）元器件參數計算：由此可得 若選取，則可知道余弦脈沖分解系數由此可得所以可以得到通過計算可得出此電路是丙類功率放大器六 軟件仿真及結果圖5.1 利用丙類功放設計電路圖輸入信號為頻率為5MHz，峰峰值為0.13V的正弦波信號，經丙類功放后得出如下波形圖5.2 仿真后波形圖其中，紅線為輸入信號，黑線為經丙類功放后的輸出波形。由圖可知，測試波形與理論基本相符，達到了放大的目的，同時電壓幅度得到提高，因而使利用效率也得到提高。七 仿真結果討論及誤差分析 仿真結果與理論值相近，使電壓幅度得到提高，同時使利用率也得到提高。產生誤差的可能原因有：晶體管出現擊穿現象導致波形失真；電路參數設置的有問題八 收獲與體會通過本次設計我對高頻功率放大器有了一定的了解。在開始這次課程設計之前，雖然在課堂上學過高頻功率放大器的知識，但畢竟還是掌握的不夠扎實。在這次的課程設計中我對高頻功率放大器有了更深入的認識，對這方面的內容有了更深刻的印象。本次設計采用的是丙類功率放大器進行對信號的放大。通過丙類功率放大可以使信號的電壓幅值增大從而使效率提高。這次采用Multisim軟件進行仿真，NI Multisim軟件結合了直觀的捕捉和功能強大的仿真，能夠快速、輕松、高效地對電路進行設計和驗證。仿真結果也和預期差不多。這次的課程設計讓我學到了很多。參考文獻【1】 高頻電子線路 王衛(wèi)東 電子工業(yè)出版社 2009.3【2】 基于Multism2001的電子電路計算機仿真設計與分析 黃智偉 電子工業(yè)出版社 2004.7【3】 Multisim9在電工電子技術中的應用 董玉冰 清華大學出版社 2008.11附錄諧振狀態(tài)的調整設計計算高頻諧振功放的前提是假定諧振回路已經處于諧振狀態(tài)，即集電極的負載阻抗為純電阻。但回路的初始狀態(tài)或在調諧過程中，會出現回路失諧狀態(tài)，即集電極回路的阻抗呈感性或容性，是回路的等效阻抗下降。這是集電極的輸出電壓減少，集電極電流增大，集電極的耗散功率增加，嚴重時肯能損壞晶體管。為保證晶體管安全工作，調諧時，可以先將電源電