通信原理實(shí)驗(yàn)報(bào)告PCMADPCM編譯碼實(shí)驗(yàn)

1、PCM/ADPCM編譯碼實(shí)驗(yàn)一、實(shí)驗(yàn)原理和電路說明PCM/ADPCM編譯碼模塊將來自用戶接口模塊的模擬信號進(jìn)行PCM/ADPCM編譯碼，該模塊采用MC集成電路完成PCM/ADPCM編譯碼功能。該器件工作前通過顯示控制模塊將其配置成直接PCM或ADPCM模式，使其具有以下功能：1、 對來自接口模塊發(fā)支路的模擬信號進(jìn)行PCM編碼輸出。2、 將輸入的PCM碼字進(jìn)行譯碼（即通話對方的PCM碼字），并將譯碼之后的模擬信號送入用戶接口模塊。電路工作原理如下：PCM/ADPCM編譯碼模塊中，由收、發(fā)兩個(gè)支路組成，在發(fā)送支路上發(fā)送信號經(jīng)U501A運(yùn)放后放大后，送入U(xiǎn)502的2腳進(jìn)行PCM/ADPCM編碼。編碼

2、輸出時(shí)鐘為BCLK（256KHz），編碼數(shù)據(jù)從語音編譯碼集成電路U502（MC）的20腳輸出（DT_ADPCM1），F(xiàn)SX為編碼抽樣時(shí)鐘（8KHz），晶振U503（20.48MHz）。編碼之后的數(shù)據(jù)結(jié)果送入后續(xù)數(shù)據(jù)復(fù)接模塊進(jìn)行處理，或直接送到對方PCM/ADPCM譯碼單元。在接收支路中，收數(shù)據(jù)是來自解數(shù)據(jù)復(fù)接模塊的信號（DT_ADPCM_MUX），或是直接來自對方PCM/ADPCM編碼單元信號（DT_ADPCM2），在接收幀同步時(shí)鐘FSX（8KHz）與接收輸入時(shí)鐘BCLK（256KHz）的共同作用下，將接收數(shù)據(jù)送入U(xiǎn)502中進(jìn)行PCM/ADPCM譯碼。譯碼之后的模擬信號經(jīng)運(yùn)放U501B放大緩沖

3、輸出，送到用戶接口模塊中。二、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容及現(xiàn)象記錄與分析1. 準(zhǔn)備工作：加電后，將KB03置于左端PCM編碼位置，此時(shí)MC工作在PCM編碼狀態(tài)。將K501設(shè)置在右邊。2. PCM/ADPCM編碼信號輸出時(shí)鐘和抽樣時(shí)鐘信號觀測輸出時(shí)鐘和抽樣時(shí)鐘即幀同步時(shí)隙信號觀測：測量、分析和掌握PCM編碼抽樣時(shí)鐘信號與輸出時(shí)鐘的頻率、占空比以及它們之間的對應(yīng)關(guān)系等。記錄與分析：上圖中上方CH1黃色波形為PCM編碼信號抽樣時(shí)鐘，CH2藍(lán)色波形為輸出時(shí)鐘。由圖中右側(cè)測量數(shù)據(jù)可見，抽樣信號頻率為8kHz，輸出時(shí)鐘信號頻率為256kHz（見下圖CH2頻率，上圖測得為260.4kHz存在誤差，因?yàn)闀r(shí)間軸選取得太密）。由上

4、圖可以看出，藍(lán)色輸出時(shí)鐘信號占空比為50%。一個(gè)抽樣時(shí)鐘高電平內(nèi)有8個(gè)輸出時(shí)鐘周期，一個(gè)抽樣時(shí)鐘低電平內(nèi)有24個(gè)輸出時(shí)鐘周期，推得黃色抽樣時(shí)鐘信號占空比為25%，輸出時(shí)鐘信號與抽樣時(shí)鐘信號都是方波且具有相同的相位。下圖為相應(yīng)的芯片時(shí)序圖： PCM對電平進(jìn)行256級量化，即對于每一個(gè)采樣點(diǎn)進(jìn)行8bit的編碼，抽樣信號為8kHz則編譯碼信號的頻率應(yīng)為64kHz。而實(shí)際中并不是整個(gè)抽樣周期間隔都用來傳輸這8bit，只用周期的1/4來發(fā)送數(shù)據(jù)，所以抽樣時(shí)鐘上的占空比為25%。此舉為實(shí)際應(yīng)用中對信號進(jìn)行多路復(fù)用提供了條件。所以輸出時(shí)鐘為64kHz的4倍，即256 kHz。抽樣時(shí)鐘信號與PCM編碼數(shù)據(jù)測量

5、：分析和掌握PCM編碼輸出數(shù)據(jù)與抽樣時(shí)鐘信號及輸出時(shí)鐘的對應(yīng)關(guān)系。記錄與分析：上圖中黃色CH1信號為抽樣時(shí)鐘信號，藍(lán)色CH2信號為PCM編碼輸出信號?？梢姰?dāng)抽樣時(shí)鐘信號為高電平時(shí)，PCM編碼有輸出，當(dāng)抽樣時(shí)鐘為低電平時(shí)，PCM編碼輸出恒為低電平。由上文已知抽樣時(shí)鐘高電平內(nèi)有8個(gè)輸出時(shí)鐘周期，所以PCM編碼輸出信號一次輸出對應(yīng)8個(gè)輸出時(shí)鐘周期。由上圖可見PCM編碼輸出信號的下降沿不是垂直的，而是傾斜下滑的。由上文芯片時(shí)序圖知DT的最后一個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)只占半個(gè)周期。如果最后一個(gè)比特是0則對PCM編碼輸出無影響，如果最后一個(gè)比特是1，那么在后半個(gè)周期電平會(huì)被下拉至0，則PCM編碼輸出信號出現(xiàn)下降沿不垂直

6、而是傾斜的情況。在ADPCM編碼狀態(tài)。重復(fù)上述步驟：比較PCM編碼和ADPCM編碼時(shí)序,碼元傳送速率上的區(qū)別。記錄與分析： 黃色CH1信號為ADPCM編碼信號抽樣時(shí)鐘，藍(lán)色CH2信號為輸出時(shí)鐘。前者為8kHz，后者為256kHz，與PCM情況相同。由上圖可見，ADPCM的輸出時(shí)鐘占空比與PCM相同，仍為50%，而抽樣時(shí)鐘高電平只對應(yīng)4個(gè)輸出時(shí)鐘周期，所以占空比只有PCM的一半，即12.5%，而采樣頻率8kHz并沒有變，也就是每個(gè)采樣點(diǎn)由原來PCM的采樣8bit變?yōu)椴蓸?bit。則碼元速率由PCM的64kHz降為32kHz。相應(yīng)的芯片時(shí)序圖見下圖： ADPCM編碼信號與PCM類似，見下圖：兩者區(qū)

7、別在于ADPCM編碼信號在一個(gè)抽樣時(shí)鐘高點(diǎn)平內(nèi)只輸出4bit，而不是PCM編碼的8bit。3. PCM編碼分析和掌握PCM編碼輸出數(shù)據(jù)與抽樣時(shí)鐘信號（同步沿、脈沖寬度）及輸出時(shí)鐘的對應(yīng)關(guān)系。由于是對1kHz信號進(jìn)行8KHz采樣，因此必須記錄下連續(xù)的8個(gè)編碼數(shù)據(jù)。記錄與分析：測得連續(xù)8個(gè)輸出值為：NO1:NO2:NO3:NO4;NO5;NO6:NO7:NO8;可以發(fā)現(xiàn)點(diǎn)1、2、3、4與5、6、7、8對應(yīng)互為相反數(shù)，即點(diǎn)n與點(diǎn)n+4除第一位符號位不同外，其余7位數(shù)字完全相同，也即每半個(gè)周期對應(yīng)4個(gè)抽樣點(diǎn)。與8kHz對1kHz信號進(jìn)行抽樣的條件相符。由于點(diǎn)數(shù)太多，不一一展開，選取2個(gè)點(diǎn)作為例子：這是

8、NO1：這是NO5：由測量數(shù)據(jù)，按照A律13折線或u律15折線編碼規(guī)則通過matlab計(jì)算恢復(fù)正弦波形：要求編寫matlab程序?qū)⑺鶞y量的PCM編碼數(shù)據(jù)按照G.711標(biāo)準(zhǔn)中的A律和u律編碼規(guī)則恢復(fù)為電平值，按A律和u律需分別繪出至少3張圖：PCM編碼數(shù)據(jù)恢復(fù)后的波形圖及其頻譜圖。將采樣點(diǎn)插值后得到平滑正弦波形圖。Matlab程序與分析：A律：設(shè)計(jì)思路：PCM編碼分為三段，第1位為符號位，2-4位為段落碼，5-8位為電平碼，由下圖可知對應(yīng)關(guān)系。 根據(jù)上圖對應(yīng)關(guān)系，將PCM編碼的符號位、段落碼、電平碼分別提取，乘以對應(yīng)倍數(shù)加上每段的起始電平值得到對應(yīng)的恢復(fù)電平值。注意上表中段落碼將000和010合

9、并為了同一區(qū)域。實(shí)際上000和001對應(yīng)的段落起始電平不同，程序中要進(jìn)行區(qū)分。遇到的問題及解決辦法：(1)在分別將每種段落碼情況下的恢復(fù)電平值分類的時(shí)候，我發(fā)現(xiàn)A律的表格給出的是7種情況，因?yàn)槎温浯a000和001對應(yīng)的是同一種電平碼倍數(shù)，但是實(shí)際情況有8種(000-111)，因?yàn)?00和001對應(yīng)的起始電平值是不同的。我一開始完全按照A律表格寫的分類方法得到的恢復(fù)值如果電平碼相同的話在000和001兩種段落碼情況下是一樣的。后來自己算出了001的起始電平值為33，增加了一種分類情況。(2)一開始直接用fft變換之后就畫出的頻域圖，感覺很不正常，輸入信號1kHz的分量竟然比3kHz分量還要小。如

10、下圖： 感覺像是進(jìn)行了疊加。后來發(fā)現(xiàn)fft和頻率點(diǎn)好像不是完全線性對應(yīng)的，需要在FFT之后再使用fftshift和取絕對值對結(jié)果進(jìn)行調(diào)整。 （3）恢復(fù)波形時(shí)使用巴特沃斯低通濾波器的參數(shù)選擇一開始我不知道該怎么選。因?yàn)閺念l譜上能看到有很大的3000Hz的分量，所以如果以3k代入算出的參數(shù)b,a=butter(4,3000/(8000*10/2);得到的波形不是個(gè)正弦波，如下圖： 改為1k濾去3kHz分量的話，b,a=butter(4,1000/(8000*10/2);得到恢復(fù)波形就是個(gè)比較好看的正弦波了。matlab程序:close allclear all %清屏S=1 0 1 0 0 1 1

11、 1;1 0 0 0 1 1 1 0;1 0 0 0 1 1 0 1;1 0 0 1 1 1 1 0;0 0 1 0 0 1 1 1;0 0 0 0 1 1 1 0;0 0 0 0 1 1 0 1;0 0 0 1 1 1 1 0;temp=zeros(1,8);%創(chuàng)建臨時(shí)0矩陣for i=1:1:8 code=S(i,:); %依次取入抽樣點(diǎn) mesg1=4*(code(2)+code(3)*2+(code(4); %提取段落碼,注意A律要求所有偶數(shù)位為反 mesg2=8*(code(5)+4*(code(6)+2*(code(7)+(code(8); %提取電平碼 mesg3=(-1)(co

12、de(1)+1); %判斷符號 switch (mesg1)%根據(jù)段落碼、電平碼和符號算出恢復(fù)電平 case 0 temp(i)=mesg3*(2*mesg2+1); case 1 temp(i)=mesg3*(33+2*mesg2+1);%注意段落碼為1時(shí)與0的不同在于起始電平為33 case 2 temp(i)=mesg3*(66+4*mesg2); case 3 temp(i)=mesg3*(132+8*mesg2); case 4 temp(i)=mesg3*(264+16*mesg2); case 5 temp(i)=mesg3*(528+32*mesg2); case 6 temp

13、(i)=mesg3*(1056+64*mesg2); case 7 temp(i)=mesg3*(2112+128*mesg2); endendtemp2=temp,temp,temp,temp,temp; %延拓for m=1:40 temp3(10*m)=temp2(m); %插入0點(diǎn)進(jìn)行調(diào)整endj=0.:0.:0.005;subplot(3,1,1);stem(j,temp2); %畫出時(shí)域波形title (PCM-G.711-Alaw by )xlabel(時(shí)域);axis(0,0.0025,-3500,3500);fz=8000;tz=1/fz; %設(shè)定抽樣頻率df=0.5;M,m

14、,df=fftseq(temp2,tz,df); %利用實(shí)驗(yàn)1中的fftseq進(jìn)行傅里葉變換M=M/fz;r=0:df:df*length(m)-df-fz/2;subplot(3,1,2);plot(r,abs(fftshift(M); %畫出頻域波形xlabel(頻域);b,a=butter(4,1000/(8000*10/2); %4階巴特沃斯濾波器x=filter(b,a,temp3);subplot(3,1,3);j1=0.:0.:0.005;%作圖域disp(j1);plot(j1,x); %畫出恢復(fù)的正弦波形axis(0,0.005,-500,500);xlabel(恢復(fù)波形);

15、運(yùn)行結(jié)果如下圖： 從上圖頻域波形中可以看出，A律編碼規(guī)則得到的抽樣波形有很大的3kHz頻譜分量。用4階巴特沃斯濾波器截止頻率4kHz濾波恢復(fù)的波形如下圖： 明顯3kHz分量影響很嚴(yán)重，與正弦波輸入信號差距較大。要用1kHz截止頻率才能得到比較好的正弦波恢復(fù)波形。而語音話路一般為3400Hz，所以A律編碼規(guī)則可能不適合于語音信道使用。u律：設(shè)計(jì)思路：做完A律之后再做u律就簡單多了，參照pdf中u律編碼對應(yīng)關(guān)系，修改一下A律仿真程序中的系數(shù)即可。遇到的問題及解決方法：因?yàn)樽鲞^A律之后問題已經(jīng)大部分解決了，u律上遇到最大的問題就是提取段落碼和電平碼時(shí)哪些位要取反的問題，A律是偶數(shù)位進(jìn)行取反，u律與A

16、律不同，我一開始取錯(cuò)了，得到結(jié)果如下圖： 后來改正了，2、3、4位（即段落碼）不取反，其他位取反就得到了正確結(jié)果。matlab程序:close allclear all %清屏S=1 0 1 0 0 1 1 1;1 0 0 0 1 1 1 0;1 0 0 0 1 1 0 1;1 0 0 1 1 1 1 0;0 0 1 0 0 1 1 1;0 0 0 0 1 1 1 0;0 0 0 0 1 1 0 1;0 0 0 1 1 1 1 0;temp=zeros(1,8);%創(chuàng)建臨時(shí)0矩陣for i=1:1:8 code=S(i,:); %依次取入抽樣點(diǎn) mesg1=4*(code(2)+code(3)

17、*2+(code(4); %提取段落碼 mesg2=8*(code(5)+4*(code(6)+2*(code(7)+(code(8); %提取電平碼 mesg3=(-1)(code(1)+1); %判斷符號 switch (mesg1)%根據(jù)段落碼、電平碼和符號算出恢復(fù)電平 case 0 temp(i)=mesg3*(4191+256*mesg2); case 1 temp(i)=mesg3*(2079+128*mesg2); case 2 temp(i)=mesg3*(1023+64*mesg2); case 3 temp(i)=mesg3*(495+32*mesg2); case 4 t

18、emp(i)=mesg3*(231+16*mesg2); case 5 temp(i)=mesg3*(99+8*mesg2); case 6 temp(i)=mesg3*(33+4*mesg2); case 7 temp(i)=mesg3*(2*mesg2); endendtemp2=temp,temp,temp,temp,temp; %延拓for m=1:40 temp3(10*m)=temp2(m); %插入0點(diǎn)進(jìn)行調(diào)整endj=0.:0.:0.005;subplot(3,1,1);stem(j,temp2); %畫出時(shí)域波形title (PCM-G.711-ulaw by )xlabel

19、(時(shí)域);axis(0,0.0025,-5500,5500);fz=8000;tz=1/fz; %設(shè)定抽樣頻率df=0.5;M,m,df=fftseq(temp2,tz,df); %利用實(shí)驗(yàn)1中的fftseq進(jìn)行傅里葉變換M=M/fz;r=0:df:df*length(m)-df-fz/2;subplot(3,1,2);plot(r,abs(fftshift(M); %畫出頻域波形xlabel(頻域);b,a=butter(4,1000/(8000*10/2); %4階巴特沃斯濾波器x=filter(b,a,temp3);subplot(3,1,3);j1=0.:0.:0.005;%作圖域di

20、sp(j1);plot(j1,x); %畫出恢復(fù)波形axis(0,0.005,-1000,1000);xlabel(恢復(fù)波形);運(yùn)行結(jié)果如下圖： 由中間頻域圖可見，u律編碼規(guī)則得到的信號主要分量為1kHz的輸入信號頻率分量，其他頻率分量都遠(yuǎn)小于主頻分量。上圖中得到的正弦波恢復(fù)波形用的是截止頻率為1kHz的巴特沃斯低通濾波器，但是即使用4kHz截止頻率，得到的恢復(fù)波形也比較接近正弦波，只是稍有失真，見下圖： 可見u律編碼規(guī)則適用于語音信道。4. ADPCM編碼觀察連續(xù)9個(gè)采樣點(diǎn)的編碼數(shù)據(jù)，是否能觀察到如PCM編碼數(shù)據(jù)一樣的規(guī)律，為什么？記錄與分析：NO1:0011NO2:0101NO3:0111

21、NO4;1111NO5:0010NO6:1110NO7:1110NO8:1111NO9:0001 從數(shù)據(jù)來看看不出什么明顯的規(guī)律，而且PCM編碼不會(huì)出現(xiàn)連續(xù)相同的值，ADPCM編碼中讀得的第6和第7個(gè)值是完全相同的值。ADPCM編碼利用了信號點(diǎn)之間的相關(guān)性，每個(gè)點(diǎn)的采樣值都與之前多個(gè)點(diǎn)有關(guān)，所以并不存在簡單的周期性規(guī)律。且ADPCM編碼每個(gè)值只占用4bit，相比于PCM的8bit，更為節(jié)省頻帶。 5. PCM譯碼器PCM譯碼器輸出模擬信號觀測：用示波器同時(shí)觀測解碼器輸出信號端口（TP506）和編碼器輸入信號端口（TP501），觀測信號時(shí)以TP501做同步。定性的觀測解碼信號與輸入信號的關(guān)系：質(zhì)

22、量、電平、延時(shí)。記錄與分析：上圖中CH1黃色波形為1kHz輸入信號波形，CH2藍(lán)色波形為經(jīng)過PCM譯碼得到的模擬輸出波形。幅值上輸入信號峰峰值為2V（實(shí)際測得1.96V），譯碼器輸出為2.32V，解碼信號輸出電平值增加是由于輸出前經(jīng)過了如下電路：譯碼輸出由R506進(jìn)入，經(jīng)U501B放大后，送到輸出信號測試端口TP506，由于U501B的放大作用使得解碼信號輸出電平值比輸入電平值增大了。 解碼輸出信號的質(zhì)量相比于輸入信號要差一些，輸入信號為1kHz，而輸出信號為1.005kHz，雖然這么小的誤差也可能是示波器的測量誤差，但是雜波分量的混入也會(huì)造成頻率的微小偏差。由下圖可以明顯看出，解碼輸出信號波

23、形上疊加了一部分噪聲：在解碼信號的波峰和波谷處雜波較多失真較為明顯。失真產(chǎn)生有兩方面原因，一是PCM譯碼之后會(huì)混入其他頻點(diǎn)的分量，從之前的matlab仿真中看出，A律編碼會(huì)混入較大的3kHz分量，u律編碼雖說沒有較為明顯的雜波混入，但頻譜如下圖：u律編碼在2kHz范圍內(nèi)還是有很多小分量的，比如800Hz和1200Hz處。二是經(jīng)過低通濾波器恢復(fù)模擬信號時(shí)會(huì)產(chǎn)生失真。下圖是經(jīng)過截止頻率為3400Hz的4階巴特沃斯低通濾波器得到的u律恢復(fù)波形：可見，波峰和波谷處也是失真最為明顯的地方，與示波器觀測到的結(jié)果吻合。 由上面示波器光標(biāo)觀測圖可以看出，解碼輸出信號相比于輸入信號延時(shí)了140微秒：延時(shí)是由于信

24、號經(jīng)過譯碼電路以及低通濾波電路造成的。6. PCM/ADPCM頻率響應(yīng)測量：將測試信號電平固定在2Vp-p，調(diào)整測試信號頻率，定性的觀測PCM/ADPCM解碼恢復(fù)出的模擬信號電平。觀測輸出信號信電平相對變化隨輸入信號頻率變化的相對關(guān)系。比較PCM和ADPCM編碼頻響特性。記錄與分析：輸入頻率（Hz）20050080010002000300034003600ADPCM譯碼輸出Vpp（V）2.042.322.322.362.362.322.161.28PCM輸出Vpp（V）2.122.282.322.322.322.362.161.28(由于此項(xiàng)實(shí)驗(yàn)圖片過多，在此每種只貼出2張記錄) ADPCM-

25、200Hz ADPCM-1000Hz PCM-200Hz PCM-1000Hz由測得數(shù)據(jù)畫出頻響特性曲線如下：由上圖可以看出，ADPCM和PCM的頻響特性曲線差不多，在500Hz到3400Hz范圍內(nèi)都有不錯(cuò)的頻率響應(yīng)，輸出增益在1.289dB左右。在500Hz以下和3400Hz以上頻率響應(yīng)出現(xiàn)衰減。高頻端衰減尤其迅速。兩者頻率響應(yīng)的均勻度都較好，ADPCM在500Hz到3000Hz的頻率響應(yīng)均勻度為0.148dB，PCM在500Hz到3000Hz的響應(yīng)均勻度為0.300dB，可見ADPCM的頻率響應(yīng)均勻度要優(yōu)于PCM。7. PCM/ADPCM動(dòng)態(tài)范圍測量：將測試信號頻率固定在1000Hz，改變

26、測試信號電平，定性的觀測解碼恢復(fù)出的模擬信號質(zhì)量，觀測信噪比隨輸入信號電平變化的相對關(guān)系。比較PCM和ADPCM編碼動(dòng)態(tài)范圍。記錄與分析：輸入Vpp（V）0.212345PCM （dB）-17.8-3.371.431.430.631-0.569ADPCM （dB）-17.8-3.771.431.830.631-1.37 實(shí)驗(yàn)過程中實(shí)際有示波器測量的不是信噪比，而是對應(yīng)輸入Vpp下解碼輸出的信號幅值。(由于此項(xiàng)實(shí)驗(yàn)圖片過多，在此每種只貼出2張記錄) ADPCM1Vpp ADPCM3Vpp PCM1Vpp PCM3Vpp 由測得數(shù)據(jù)畫出動(dòng)態(tài)特性曲線如下圖：可見ADPCM與PCM的編碼動(dòng)態(tài)特性幾乎完

27、全相同。在輸入信號Vpp值從1V到5V的變化過程中，輸出信號幅值基本維持不變（該圖縱軸記錄的是輸出電平幅值），因?yàn)樵趧?dòng)態(tài)范圍內(nèi)電路有自適應(yīng)機(jī)制，對較低的輸入有較高的增益，反之對較高的輸入增益較低，因而維持輸出電平值在某一固定值附近。由圖可見兩者編碼的動(dòng)態(tài)范圍基本為1V到5V。輸入為0.2V時(shí)輸出幅值很低，因?yàn)橐呀?jīng)超出了電路的動(dòng)態(tài)范圍。 而從示波器觀測到的波形來看，在輸入為1V和2V的時(shí)候恢復(fù)信號波形的失真較小，即信號信噪比較高，在輸入信號超過3V之后隨著輸入幅值的增加而恢復(fù)波形的失真越來越大，即信噪比逐漸下降。由示波器頻譜分析可以看出，隨著輸入幅值增加，二次諧波分量和三次諧波分量明顯增大，見下

28、圖：右圖是輸入幅值增大后的頻譜圖，明顯2kHz處和3kHz處的頻譜分量很高，而這兩個(gè)分量在左圖中是沒有的?？梢?，在2V以內(nèi)，信噪比較低，而在3V以上，隨著輸入電平的增加而信噪比減小。8. （課外選做）按照G.726標(biāo)準(zhǔn)編寫ADPCM仿真程序ADPCM編碼首先將輸入的A率或率PCM 信號轉(zhuǎn)換成線性PCM碼，然后與預(yù)測信號相減產(chǎn)生差分信號，再對差分信號進(jìn)行自適應(yīng)量化，產(chǎn)生4比特ADPCM 碼；一方面將產(chǎn)生的ADPCM 碼送至解碼器，另一方面利用ADPCM 碼進(jìn)行本地解碼以獲得量化后的差分信號，編碼器將量化之后的差分信號與預(yù)測信號相加得到本地重建信號。我嘗試著編了一下，程序如下，但是有很多子函數(shù)都沒

29、有實(shí)現(xiàn)出來，所以沒法run起來：close allclear all %清屏S=0 0 1 1;0 1 0 1;0 1 1 1;1 1 1 1;0 0 1 0;1 1 1 0;1 1 1 0;1 1 1 1;0 0 0 1;y=zeros(1,9); % 量化歸一化因子d=zeros(1,15);% 插值信號Se=zeros(1,9); % 遞歸預(yù)測的差值sr=(zeros(1,11); % 重建I=zeros(1,5);%創(chuàng)建臨時(shí)0矩陣for k=1:1:9 I(1)=k; I(2:5)=S(k,:);if I(2:5)=1,1,1,1% 逆自適應(yīng)量化模塊，由I的值得到dq dq=2(y+4

30、.42);%根據(jù)I的幅度大小求出逆自適應(yīng)的輸出elseif I(2:5)=1,1,1,0 dq=2(y+4.21);elseif I(2:5)=1,1,0,1 dq=2(y+4.02);elseif I(2:5)=1,1,0,0 dq=2(y+3.81);elseif I(2:5)=1,0,1,1 dq=2(y+3.59);elseif I(2:5)=1,0,1,0 dq=2(y+3.35);elseif I(2:5)=1,0,0,1 dq=2(y+3.09);elseif I(2:5)=1,0,0,0 dq=2(y+2.80);elseif I(2:5)=0,1,1,1 dq=2(y+2.48);elseif I(2:5)=0,1,1,0 d