基于L6561高功率因數(shù)反激變換器的設(shè)計(jì)

1、基于l6561高功率因數(shù)反激變換器的設(shè)計(jì)方程引言使用l6561芯片的反激變換器的三種不同電路可以認(rèn)為是一樣的。如圖1所示。電路1a和1b是基本的反激變換器。前者臨界電流連續(xù)工作模式（tm即處于電感電流連續(xù)和斷續(xù)的邊界上）運(yùn)行頻率與輸入電壓和輸出電流有關(guān)。后者以固定頻率運(yùn)行，使用同步信號，完全與等效于一般基于標(biāo)準(zhǔn)pwm控制器的反激變換器。圖1a 臨界模式反激變換器圖1c是最廣泛應(yīng)用l6561完成pfc功能的電路，工作在臨界連續(xù)模式，但與一般反激完全不同：輸入電容很小，輸入電壓很接近整流的正弦波。此外，控制環(huán)路帶寬很窄，以至于對出現(xiàn)在輸出的兩倍電網(wǎng)頻率的紋波不敏感。實(shí)際上，該拓?fù)涑尸F(xiàn)的高功率因數(shù)可

2、以認(rèn)為是一個(gè)額外的優(yōu)點(diǎn)，但不是因此有吸引力的主要的理由。事實(shí)上，盡管pf很容易達(dá)到大于0.9, 特別是通用電網(wǎng)，要符合有關(guān)線電流thd的emc規(guī)范確實(shí)是個(gè)挑戰(zhàn)。然而，在低功率范圍（這里不使用emc規(guī)范指諧波電流）某些應(yīng)用，受益于高pf反激變換器能提供的優(yōu)點(diǎn)。這些優(yōu)點(diǎn)歸納如下：l 對于給定功率，輸入電容小200倍。在整流橋后面，用小尺寸和便宜的薄膜電容代替大的、高成本電解電容。l 在重載時(shí)效率高，最高可達(dá)90%。臨界連續(xù)保證mosfet導(dǎo)通損耗低和/或高功率因數(shù)減少整流橋損耗。因而，散熱器較小。l 零件數(shù)量少。這減少采購麻煩和裝配成本。此外l6561獨(dú)特性能在大量使用時(shí)有顯著優(yōu)點(diǎn)：圖1b 同步反

3、激 圖1c 高pf反激l 即使在很輕負(fù)載時(shí)很高的效率：l6561很低的電流消耗減少了啟動電阻和自供電源的損耗?；趌6561的高pf反激變換器很容易滿足blue angel relation(藍(lán)色天使條例)。l 可以使用附加功能： l6561提供過壓保護(hù)功能，并能夠通過zcd腳實(shí)現(xiàn)通/斷變換器。此外，還有些缺點(diǎn)。固有的高功率因數(shù)拓?fù)湎拗谱儞Q器可以適合的應(yīng)用（acdc適配器，充電器，低功率開關(guān)電源，等等），還應(yīng)當(dāng)知道：l 在輸出有兩倍電網(wǎng)頻率紋波，如果要求高功率因數(shù)，紋波不可避免。要用很大電容減少紋波。提高閉環(huán)速度可在合理低輸出紋波和合理高功率因數(shù)之間折中。l 瞬態(tài)響應(yīng)差：要提供閉環(huán)速度要在合理

4、的瞬態(tài)響應(yīng)和合理高功率因數(shù)之間折中。l 需要很大輸出電容量（數(shù)千f，與輸出功率有關(guān)）。但是，需要便宜的標(biāo)準(zhǔn)電容和廉價(jià)高質(zhì)量元件。實(shí)際上， esr低就可自然達(dá)到恰當(dāng)交流電流能力。此外，在常規(guī)反激變換器中，通常也有很大輸出電容，這是司空見慣的。圖2 l6561內(nèi)部方框圖l 如果輸出紋波和瞬態(tài)要求嚴(yán)格，需要二次后續(xù)調(diào)節(jié)。但對標(biāo)準(zhǔn)反激也是如此。l 在重載時(shí)，系統(tǒng)不能適應(yīng)電網(wǎng)丟失幾周期，除非使用更大的輸出電容。以下，將詳細(xì)討論高pf反激變換器工作原理和建立用于設(shè)計(jì)的各種關(guān)系。預(yù)先說明為了得到高功率因數(shù)反激變換器工作在臨界連續(xù)模式方程，給出l6561的內(nèi)部方框圖（參看圖2）。而l6561 的詳細(xì)工作原理，

5、請參看文獻(xiàn)【1】。先作如下假設(shè)：1. 電網(wǎng)電壓是優(yōu)良的正弦波，整流橋是理想的，這樣l6561的乘法器輸入接收的整流后的電壓是整流正弦波（全波）： 其中：；ui輸入電壓有效值。電網(wǎng)角頻率；f電網(wǎng)頻率（50或60hz）。2. l6561誤差放大器的輸出（vcomp）在給定半周期內(nèi)是常數(shù)。3. 變壓器效率為1,同時(shí)線圈之間耦合優(yōu)良。4. 忽略zcd電路延遲，于是電路完全工作在電流臨界連續(xù)模式。根據(jù)前面兩個(gè)假設(shè)，峰值初級電流是正弦全波的包絡(luò)： （1）根據(jù)第三個(gè)假設(shè)，次級峰值電流正比于初級電流，比例系數(shù)為初級與次級匝比： 為簡化符號，在以下正弦量的相角用 同時(shí)所有與瞬時(shí)電網(wǎng)電壓有關(guān)的量將是的函數(shù)，代替時(shí)

6、間函數(shù)。定時(shí)關(guān)系功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間表示為 （2）其中l(wèi)1變壓器初級電感。式（2）表示ton在整個(gè)半周期內(nèi)是常數(shù)，與斷續(xù)模式boost變換器完全相同。而截止時(shí)間是可變得： （3）其中 ls次級線圈電感；i1p（）次級峰值電流瞬時(shí)值；uo變換器的直流輸出電壓（假定是穩(wěn)定的）；uf輸出二極管正向壓降。因?yàn)橄到y(tǒng)工作在臨界連續(xù)模式，導(dǎo)通時(shí)間與截止時(shí)間之和等于開關(guān)周期 （4）其中ur=n(uo+uf)稱為反射電壓。開關(guān)頻率，所以，隨著電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值變化 在正弦波的峰值（sin()=1）達(dá)到最小值 （5）為保證正好工作在臨界連續(xù)模式，在最低電網(wǎng)電壓計(jì)算的是式（5）值必須大于l6561內(nèi)部啟動器頻率（14khz

7、）。為達(dá)到此要求，應(yīng)適當(dāng)選擇初級電感l(wèi)1值(不超過以上的限制)。實(shí)際上，為減少變壓器尺寸，通常選擇最小頻率遠(yuǎn)高于15khz，就是說2530khz，或更高，以使得需要的l1不需要嚴(yán)格的公差。占空比是導(dǎo)通時(shí)間與開關(guān)周期的比值，它隨瞬時(shí)電網(wǎng)電壓改變（因?yàn)閠off變化 ），式（2）除以開關(guān)周期圖3 高pf反激電流波形 （5）式（2）和（4）分別表示ton和tsw，特別是輸入高壓，i1p趨于零時(shí)可以簡化。在實(shí)際電路工作中，必須考慮ton不可能低于一個(gè)最小量，周期也是如此。此最低值（典型為0.40.5s）由l6561內(nèi)部延遲加上mosfet截止延遲。當(dāng)達(dá)到此最小值時(shí)，每個(gè)周期存儲的能量短時(shí)間超過負(fù)載需要的

8、能量。于是控制環(huán)路使得某些周期丟失，以維持長時(shí)間能量的平衡。當(dāng)負(fù)載這樣低，需要丟失許多周期，漏極電壓振鈴幅值如此小，以至于不能觸發(fā)l6561 的zcd功能塊。在這種情況下，ic內(nèi)部啟動器將開始一個(gè)新的開關(guān)周期。某些情況占空比與此相似，式（5）中當(dāng)電網(wǎng)電壓過零時(shí)0就是如此。實(shí)際電路中存在許多寄生效應(yīng)引起ton和toff不遵循式（2）和（3）。但對整個(gè)工作的影響是可以忽略的，因?yàn)樵谶^零處處理的能量非常小。下面，將用kv表示峰值電壓up與反射電壓ur之比： 能量關(guān)系除了周期之外，以上表示為時(shí)間關(guān)系的所有公式與傳遞的功率有關(guān)，就是表示在以上方程中的i1p，即在初級正弦波電壓峰值時(shí)的初級峰值電流。下面的

9、關(guān)系將i1p與輸入功率pin聯(lián)系在一起，并用以說明時(shí)間關(guān)系和計(jì)算所有環(huán)路電流。初級電流i1(t)是三角形,并僅在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間流通，如圖3中三角波。正如先前公式（1）所描述的，在每個(gè)半周期，這些三角波的高度隨瞬時(shí)電網(wǎng)電壓變化： 它們的寬度是常數(shù)，但它們其余時(shí)間隨式（3）給出量改變。請注意初級“fl”時(shí)間刻度，整流橋以后的電流iin（）是整個(gè)開關(guān)周期每個(gè)三角波的平均值（圖3中粗黑線）： 在圖4a中示出不同kv一個(gè)周期的偶函數(shù)關(guān)系，兩倍于電網(wǎng)頻率，因?yàn)槭菢蚴秸?，沒有負(fù)的。相反，從電網(wǎng)抽取得電流是式（6）的奇函數(shù)，以電網(wǎng)頻率變化，如圖4b所示。實(shí)際上，可以認(rèn)為濾波作用消除了整流橋前電流的開關(guān)頻率分量

10、，以至于主電網(wǎng)可以看作僅是平均值。對于kv0電流是正弦波，但隨kv增加，電流偏離理想正弦波愈嚴(yán)重。因?yàn)閗v不是0（反射電壓需為為無窮大）,反激變換器即使在理想情況下也不能達(dá)到功率因數(shù)1，和boost變換器不同。為了簡化以下的計(jì)算，在考慮的0,由中可以消除絕對值，并且， 假定不同的函數(shù)定義為奇或偶，與其物理規(guī)律有關(guān)。圖4a 初級電流 圖4b 電網(wǎng)電流在整個(gè)電網(wǎng)半周期內(nèi)可以計(jì)算輸入功率pin為ui()iin()的平均值： （7）引出以下的函數(shù)是有利的 （8）以不同變量x的作為函數(shù)圖如圖5所示。圖5 高pf反激特征函數(shù)：f2(x)圖雖然式（8）的積分存在接近的形式，但不是很方便的，而對于實(shí)際應(yīng)用，更

11、加方便提供一個(gè)最好擬合近似： 式（7）考慮到式（8），可以計(jì)算i1p： 它是假定最小電網(wǎng)電壓最大值。用于估算初級功率損耗總初級電流的有效值，考慮到每個(gè)三角波電流有效值i1(t)，并在電網(wǎng)頻率半周期內(nèi)平均計(jì)算如下： （9）用以區(qū)別變壓器中直流和交流損耗的初級電流的直流分量，是iin（）在整個(gè)電網(wǎng)半周期的平均值 （10）考慮以下的函數(shù) 圖6 高pf反激特征函數(shù)：f1(x)圖式（10）可以重新寫為 f1（x）實(shí)際應(yīng)用時(shí)，用以下公式最好近似擬合，而不是精確表達(dá)式: 至于次級電流i2()，它是一系列與初級電流互補(bǔ)的三角波（圖3中白色）。它是兩倍電網(wǎng)頻率,再次在整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)平均： （11）像初級電流（式

12、（6）一樣，式（11）也是沒有負(fù)的周期偶函數(shù)。按照假設(shè)3），i2pni1p.考慮更加實(shí)際情況，（次級峰值電流稍微小于ni1p，這是因?yàn)樽儔浩鲹p耗和其它非理想），可能由變換器輸出電流直流值io來的i1p.它是設(shè)計(jì)資料之一。式（11）的平均值在一個(gè)電網(wǎng)半周期對io平均，可以得到 次級總有效值電流計(jì)算如下： （12）現(xiàn)在將導(dǎo)出高pf反激變換器第3個(gè)特征函數(shù) 用此定義，可將式（12）表示為圖7 高pf反激特征函數(shù)：f3(x) 對于初級和次級邊，電流的交流分量可以用通用的關(guān)系計(jì)算 （i=1,2）功率因數(shù)pf和總諧波失真thd在假設(shè)電網(wǎng)電壓正弦波的情況下，功率因數(shù)可表達(dá)為 （13）其中 po有功功率；s視

13、在功率；urms電網(wǎng)電壓有效值；irms1基波電流有效值（與電壓同相）；irmsin輸入電流有效值（6）。可以計(jì)算式（13）分子irms1： （14）值得注意的是irms1irmsin。實(shí)際上，由于開關(guān)頻率，式（9）也包含能量分配，而式（13）并且因此還有irmsin僅提供頻率量。irms1是有效值（6），定義為 （15）將式（14）和（15）帶入（13），得到pf的理論表達(dá)式（注意到僅與kv有關(guān)）。在pf圖8中指出如何保持十分接近1.對于實(shí)際應(yīng)用，pf可以近似表示為 （16）圖8 高pf反激變換器理論功率因數(shù)很明顯是非常不理想的，在定時(shí)調(diào)節(jié)一節(jié)中提到，實(shí)際pf比式（16）的理論值要低，特別是

14、在高輸入電壓輕載時(shí)更是如此。電網(wǎng)電流總諧波失真thd定義為 其中 irmsn是n次諧波的有效值。仍假定電網(wǎng)輸入電壓是純正的正弦波，thd與功率因數(shù)的關(guān)系為圖9 thd與kv關(guān)系 圖9示出了thd與kv的關(guān)系。對于給定的反射電壓，當(dāng)電網(wǎng)電壓建立時(shí)，失真減少。變壓器變壓器設(shè)計(jì)是一個(gè)復(fù)雜的過程，包含以下幾個(gè)步驟：選擇磁心材料和幾何形狀，決定最大峰值磁通密度（是磁芯飽和還是損耗限制），決定磁芯尺寸，決定初級和次級線圈（匝數(shù)和導(dǎo)線規(guī)格），以及計(jì)算達(dá)到要求的電感需要的空氣隙。此外，還要考慮滿足安全要求的合理組裝，磁耦合最好和最小高頻寄生效應(yīng)，這里還沒有提到特定應(yīng)用一些限制。開始設(shè)計(jì)變壓器需要一些參數(shù)。初級

15、（最大）電感由式（5）計(jì)算如下： 或簡單從圖10求得，圖中1w輸入功率,不同kvmin和兩種典型輸入電壓，初級電感與頻率fswmin關(guān)系。圖10縱坐標(biāo)為mh，被最大輸入功率除，得到給定應(yīng)用的實(shí)際初級電感量。初次級匝比計(jì)算如下： 圖10 初級需要的最大電感在能量關(guān)系一節(jié)中計(jì)算了電流峰值和有效值，設(shè)計(jì)可以和一般反激變壓器一樣j進(jìn)行，不必考慮特別的步驟。總之，作為用來選擇磁芯，需要決定最低要求磁芯面積乘積（線圈窗口面積乘以磁芯有效截面）兩個(gè)公式： （17） （18）式中 jh(kv)和je(kv)是磁芯磁滯和渦流損耗有關(guān)的函數(shù)，近似擬合公式分別如下： 和圖11 應(yīng)用于30w所需的最小變壓器ap 公式

16、（17）是假定磁芯中最大峰值磁通密度受磁芯飽和限制，而所有變壓器損耗集中在線圈上；公式（18）假定磁芯損耗限制磁通密度擺幅，同時(shí)總損耗包含磁芯損耗和線圈損耗各一半。兩個(gè)公式公同假設(shè)為：1. 材料為典型的功率鐵氧體（菲利普3c85，西門子n67或相似規(guī)格），飽和磁通密度在0.3t以上；2. 窗口利用系數(shù)為0.4,即銅線占窗口總面積40，其余是絕緣，爬電距離，安全間隙占據(jù)的空間；3. 初級和次級導(dǎo)線與相等的有效值電流密度成比例；4. 磁芯和/或銅損耗引起30熱點(diǎn)溫升（沒有強(qiáng)迫通風(fēng)）；5. 在考慮到頻率范圍，忽略集膚和臨近效應(yīng)。對于給定fswmin,使用兩個(gè)公式（用最低電壓下kv）試算，并取結(jié)果的最

17、高值。在此功率水平，45khz，以磁芯損耗選擇磁芯。在圖11中，由式（17），（18）計(jì)算的較高值畫出不同kv值與fswmin的關(guān)系。考慮30w輸出功率，預(yù)計(jì)效率85%。箝位網(wǎng)絡(luò)通常用rcd網(wǎng)絡(luò)限制由于變壓器漏感引起的過電壓尖峰，如圖12所示。如果在輕載時(shí)，希望最小功率損耗，采用穩(wěn)壓二極管（或瞬態(tài)抑制管）箝位（圖12b）可能有好處?？紤]rcd箝位，假定一個(gè)過壓值u這樣來選擇電容（習(xí)慣上選擇整流電壓的一半），截止時(shí)絕不能超過mosfet電壓定額。由能量平衡關(guān)系，可以得到圖12a rcd箝位圖12b 穩(wěn)壓管（瞬態(tài)抑制管）箝位其中l(wèi)1s漏感，如果工藝上保證，它是初級電感的13%。電容吸收最大電流尖峰

18、，并因此它應(yīng)當(dāng)是esr很低的聚丙烯或聚苯乙烯薄膜電容。在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)電容上電壓決不要低于整流電壓來選擇最小電阻 電阻的功率定額用整流電壓和漏感能量來估算： 阻斷二極管不僅是很快恢復(fù)型，而且還應(yīng)當(dāng)很快導(dǎo)通時(shí)間。事實(shí)上，瞬態(tài)正向?qū)▔航诞a(chǎn)生一個(gè)尖峰，超過u，這必須很小。二極管的重復(fù)峰值電流定額應(yīng)等于i1p，同時(shí)擊穿電壓大于upmaxur。如果使用穩(wěn)壓管或瞬態(tài)抑制管，箝位電壓近似為擊穿電壓。事實(shí)上，峰值電流十分小，由于動態(tài)電阻的過壓可以不計(jì)。擊穿電壓考慮溫升的漂移將是 穩(wěn)態(tài)功率損耗必須至少為 這里不設(shè)及它的峰值功耗，因?yàn)槎x1ms功率脈沖（典型漏感去磁小于1s）作為阻斷二極管，和rcd一樣要加

19、上。輸出電容輸出電容用來克服次級電流動交流分量（參看圖3）。此外，為達(dá)到合理高的pf，電壓控制環(huán)路是很慢的（典型帶寬低于100hz）因此，在輸出電容上出現(xiàn)很大的電壓紋波。此紋波是二次諧波。它與高頻三角波有關(guān)，并幾乎完全由輸出電容的esr決定，而電容抗紋波可以忽略。出現(xiàn)的正弦波峰點(diǎn)最大幅值為 紋波的二次分量與兩倍電網(wǎng)頻率包絡(luò)有關(guān)，同時(shí)不像高頻分量取決于電容量大小，而esr壓降可以忽略。為了計(jì)算此分量的幅值，僅考慮式（11）的基波分量，兩倍電網(wǎng)頻率，實(shí)際上，高次諧波（偶次）的幅值非常小，電容阻抗隨頻率增高減少。按照傅立葉分析，式（11）基波（峰值）分量為 于是定義以下函數(shù) （19）可以表示為 因?yàn)?/p>

20、積分結(jié)果是負(fù)值，需要取式（19）絕對值，因?yàn)橹C波反相180。最后，低頻輸出紋波峰峰值為 在大多數(shù)情況下，為滿足紋波要求選擇電容之后，要esr足夠低，使得高頻紋波可以忽略。乘法器偏置和檢測電阻選擇將輸入電壓電阻分壓送到3腳mult端作為初級峰值電流參考。為了給乘法器建立適當(dāng)?shù)墓ぷ鼽c(diǎn)，建議按以下步驟進(jìn)行。首先，選擇vmult最大峰值umultmax.此值出現(xiàn)在最大輸入電壓時(shí)應(yīng)當(dāng)在很寬電網(wǎng)電壓為2.53v，在單輸入電壓時(shí)為11.5v。最小值出現(xiàn)在最低電壓 此值，保證最小ucs/ucomp相乘將給出乘法器最大峰值輸出電壓 如果ucxp超過電流檢測線性范圍（1.6v），以較低的umultpmax值重新計(jì)

21、算。這樣，分壓比應(yīng)為 而各電阻值可以用通過它的電流來選擇，數(shù)百a，或更少，減少功率損耗。連接在地與mosfet之間的檢測電阻，l6561測出初級電流，計(jì)算如下 電阻的功率損耗為 控制環(huán)路閉環(huán)基于l6561高pf反激變換器控制閉環(huán)表示在圖13中。不像一般的變換器，在這樣的調(diào)節(jié)器中，控制環(huán)路帶寬很窄，在給定電網(wǎng)周期內(nèi)維持vcomp如同原先假定的為相當(dāng)良好的常數(shù)。這樣才能保證高的pf。換句話說，它不可能達(dá)到很高的（0.99）pf，因而它沒有boost pfc意義上很窄的帶寬（20hz）。這降低了對電網(wǎng)和負(fù)載的瞬態(tài)響應(yīng)而沒有任何優(yōu)點(diǎn)。于是在兩者之間折中。為了借助圖13方框圖傳遞函數(shù)，控制環(huán)路窄帶寬可以

22、假定控制作用發(fā)生在不同量的峰值。l6561的誤差放大器（e/a）補(bǔ)償如圖14所示。于是，傳遞函數(shù)g1(s)是： 圖13 l6561控制環(huán)路方框圖基于 高pf反激極點(diǎn)位于很低的頻率，以使得在兩倍電網(wǎng)頻率處增益遠(yuǎn)小于1，而零點(diǎn)位于開還增益過零附近來提升相位，以保證相位裕度。由于電網(wǎng)和/或負(fù)載變化變量vcomp，在乘法器輸出端修正整流正弦波電壓的幅值ucx?？紤]這些，乘法器方塊的傳遞函數(shù)為圖14 誤差放大器的補(bǔ)償 其中km是乘法器的增益（0.75max）包含電流環(huán)的pwm的增益簡化為： 其中rs是檢測電阻。小信號分析指出，功率級增益為 其中函數(shù)(x)定義如下： 反饋網(wǎng)絡(luò)可以有不同的結(jié)構(gòu)，與輸出電壓要

23、求的公差和調(diào)節(jié)有關(guān)。這里僅考慮普通的結(jié)構(gòu)。使用光耦作為初級與次級電氣隔離，tl431一個(gè)價(jià)廉的參考電壓和放大器，裝在一個(gè)3腳封裝里。增益h(s),在兩倍電網(wǎng)頻率是很低的。事實(shí)上，輸出電壓紋波十分高，高增益動態(tài)飽和431和/或光耦，此外得到很窄的帶寬是很復(fù)雜。參考圖15，可以寫為： 其中ctr是光耦傳輸比。在設(shè)計(jì)控制環(huán)路時(shí)，首先選擇光耦輸出晶體管工作電流ic。選擇較低數(shù)值（即1ma）好：這不僅延長器件壽命，而且在目前情況，對兩倍電網(wǎng)頻率保持反饋網(wǎng)絡(luò)低增益。因?yàn)樵陂]環(huán)工作時(shí)，ue的靜態(tài)值在2.5v附近（l6561誤差放大器內(nèi)部基準(zhǔn)電壓），r5為圖15 反饋網(wǎng)絡(luò)和誤差放大器的連接 即使在最壞情況，因

24、參數(shù)的離散性，即ctr最小為正確執(zhí)行tl431功能uk大約2.5來選擇r4。 其中1v是光耦兩端典型壓降。對于低增益使r4最大。根據(jù)要得到的輸出電壓選擇r1和r2： 其中2.5是tl431內(nèi)部基準(zhǔn)電壓，ir2是流經(jīng)r2的電流。為在兩倍電網(wǎng)頻率低增益，h（s）零點(diǎn)將位于100hz以下，r3比r1小45倍。這就得到c1值。這樣來選擇r6：疊加在ue上的兩倍電網(wǎng)頻率的紋波不要干擾l6561動態(tài)過壓保護(hù)（進(jìn)入comp 腳40a）。近似為 以誤差放大器輸出在所有動態(tài)偏擺范圍選擇r7。最后，調(diào)節(jié)r8和c2使開環(huán)增益交越頻率在高pf和可以接收的瞬態(tài)響應(yīng)之間折中，也保證足夠的相位裕度。與r1并聯(lián)的任意電容（在

25、f范圍）起軟啟動功能，避免建立輸出時(shí)電壓過沖，特別是輕載。兩個(gè)二極管在穩(wěn)態(tài)時(shí)將電容解耦，使它不干擾回路增益，并在變換器關(guān)機(jī)時(shí)提供放電通路。計(jì)算實(shí)例這里將介紹基于l6561，高pf反激變換器逐步設(shè)計(jì)例子以供參考。它是一個(gè)便攜式30w交流適配器。實(shí)際應(yīng)用和試驗(yàn)結(jié)果提供于后。1. 設(shè)計(jì)規(guī)范主電壓范圍：uacmin=88vac, uacmax=264vac最低電網(wǎng)頻率：f=50hz直流輸出電壓：uo=15v最大輸出電流：io=2a 最大兩倍f輸出紋波：u=1v峰峰值2. 初步設(shè)計(jì)選擇最小開關(guān)頻率:khz。反射電壓:v漏感過壓:v希望的效率:=85%3. 初步計(jì)算最小輸入峰值電壓:v （在rds(on)

26、,rs總壓降4v）最大輸入峰值電壓:v最大輸出功率:w最大輸入功率:w峰值與反射電壓比:特征函數(shù)值:f1(1.2)=0.343;f2(1.2)=0.254;f3(1.2)=0.209;f5(1.2)=0.1084. 工作條件峰值初級電流:a有效值初級電流:a峰值次級電流:a有效值次級電流:a5. 變壓器初級的電感:h初級與次級匝比:由圖11插補(bǔ)法，所需的ap大約是0.5cm2。選擇材質(zhì)3c85,etd39磁芯。由相關(guān)的資料，得到1mm氣隙，初級90匝，初級電感量大約970h。次級14匝，匝比為6.43,很接近設(shè)計(jì)目標(biāo)。預(yù)計(jì)etd39的熱阻為26/w，熱點(diǎn)溫升30,最大功率損耗（假定都是銅損）是1.15w（一半損耗在初級，一半損耗在次級）。這要求初級電阻不大于1.26,次級不大于40m.初級導(dǎo)線為27#（直徑0.4mm）線，次級用5股27#線滿足要求。初級分成兩個(gè)45匝串聯(lián)而次級位于其間，以減少漏感。6. 選擇mosfet最大漏極電壓:v 選擇600v器件，留有余量。這將減少柵極驅(qū)動和電容損耗。假定mosfet損耗輸入功率達(dá)5%，僅僅是導(dǎo)通損耗，并且高溫時(shí)導(dǎo)通電阻rds（on）加倍，25時(shí)rds（on）應(yīng)大約為2。選擇stp4na60（ rds（on）2.2）。7. 整流二極管最大反向電壓:v100v肖特基二極管減少損耗。按其電流定額，假定可以40%峰值電流：