PWM脈寬調(diào)制式逆變器

1、第三章 PWM脈寬調(diào)制式逆變器逆變器的脈寬調(diào)制技術(shù)PWM(Pulse Width Modulation)是用一種參考波(通常是正弦波，有時(shí)也用階梯波或方波等)為“調(diào)制波”(modulating waves)，而以N倍于調(diào)制波頻率的正三角波(有時(shí)也用鋸齒波)為“載波”(carrier wave)。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此它與調(diào)制波相交時(shí)，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調(diào)制波函數(shù)值的矩形脈沖序列用來(lái)等效調(diào)制波，用開(kāi)關(guān)量取代模擬量，并通過(guò)對(duì)逆變器開(kāi)關(guān)管的通斷控制，把直流電變成交流電，這一種技術(shù)就叫做脈寬調(diào)制技術(shù)。脈寬調(diào)制技術(shù)與多重疊加法相比較，有以下顯著的優(yōu)點(diǎn)：1）

2、電路簡(jiǎn)單，只用一個(gè)功率控制級(jí)就可以調(diào)節(jié)電壓輸出，又可以調(diào)節(jié)輸出頻率。2）可以使用不可控整流橋，使系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)的功率因素與逆變器輸出電壓值無(wú)關(guān)。3）可以同時(shí)進(jìn)行調(diào)頻、調(diào)壓，與中間直流環(huán)節(jié)的元件參數(shù)無(wú)關(guān)，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快。4）可以獲得更好的波形改善效果。載波比同步非同步同步-非同步交替脈沖寬度等脈寬調(diào)制不等脈寬調(diào)制調(diào)制相數(shù)兩相調(diào)制三相調(diào)制載波波形非對(duì)稱對(duì)稱RPWM是波形調(diào)制式PWM逆變器中最簡(jiǎn)單的一種。當(dāng)逆變器的轉(zhuǎn)換次數(shù)限制在30次以內(nèi)時(shí)，RPWM調(diào)制波是最好的。單脈沖RPWM逆變器多脈沖RPWM逆變器三相RPWM逆變器3.1 同步式RPWM方波調(diào)制逆變器3.1.1 單脈沖RPWM逆變器5 ,

3、3 , 1245 , 3 , 1)(sincossinnMnELnnmLtnnutnUu24)(24)1(coscosMnEnmMEmUU3.1.2 多脈沖RPWM逆變器)cos()cos()(cos)(cossin12122) 1 (12122)()(NMNkNMNkEmNMNkNMNknEnmsnmLUnnUtnUu3.1.3 三相RPWM逆變器%10012UUTHDn1.RPWM方法1MMUtnUuEnabmsnabmab15sin15cossin2123234)()(2.RPWM方法2MMUtnUuEnabmsnabmab30sin30cossin2323234)()( SPWM正弦波

4、脈寬調(diào)制法（Sinusoidal PWM）是調(diào)制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調(diào)制法。 二階式與三階式脈寬調(diào)制方法。所謂階是指PWM式逆變器輸出電壓的電平數(shù)。二階式的PWM波形有正、負(fù)兩個(gè)電平（雙極性調(diào)制），三階式的PWM波形有正、負(fù)和零三種（單極性調(diào)制）。3.2 同步與非同步SPWM正弦脈寬調(diào)制逆變器3.2.1 載波為全波三角波的單相二階SPWM逆變器（1）同步式SPWM當(dāng)正弦調(diào)制波的起點(diǎn)位置不同時(shí)，二階SPWM波動(dòng)雙重傅里葉級(jí)數(shù)表示式 調(diào)制波起始點(diǎn)在三角波的正負(fù)峰值處時(shí)，輸出電壓中含有正弦項(xiàng)和余弦項(xiàng)；而調(diào)制波起始點(diǎn)在三角波起始點(diǎn)在三角波上升或下降沿零點(diǎn)處時(shí)，輸出電壓中只含正弦項(xiàng)

5、，波形對(duì)稱于原點(diǎn)。 所以，就輸出波形而論，正弦調(diào)制波起始點(diǎn)取在三角波的上升或者下降沿零點(diǎn)處為好，它可以得到對(duì)稱于原點(diǎn)的奇函數(shù)波形，這一點(diǎn)在N值較小的同步應(yīng)用時(shí)是很重要的。 就輸出波形而言，N=奇數(shù)為好，它可以使輸出電壓中的諧波全為奇次諧波，所得到的波形既對(duì)稱于原點(diǎn)，又對(duì)稱于縱軸（鏡對(duì)稱），所以是奇次諧波函數(shù)。 當(dāng)N=奇數(shù)時(shí)，比較正弦波起始點(diǎn)位置在下降沿零點(diǎn)處和在上升沿零點(diǎn)處兩種波形可知，上升沿零點(diǎn)處，所得波形的第一個(gè)脈沖是負(fù)脈沖，而且當(dāng)N值很小時(shí)波形很差，不如起始點(diǎn)在下降沿零點(diǎn)處。 所以在選擇調(diào)制波起始點(diǎn)的位置和選擇N等于奇數(shù)或偶數(shù)時(shí)，應(yīng)選取起始點(diǎn)在下降沿零點(diǎn)處，N=奇數(shù)為最好。（2）同步式S

6、PWM N取奇數(shù)或偶數(shù)時(shí)對(duì)輸出波形的影響為了得到較好的輸出波形，必須做到以下三點(diǎn)： 1）SPWM中的調(diào)制波與載波必須同步工作，即N=正整數(shù)。 2）N必須取奇整倍數(shù)，以保輸出波形為奇諧波函數(shù)，既對(duì)稱于原點(diǎn)，又對(duì)稱于橫軸。 3）正弦調(diào)制波起始點(diǎn)的位置必須在三角波的下降沿零點(diǎn)處，在N值很小時(shí)這一點(diǎn)尤為重要。（3）載波比N的數(shù)值的選擇所謂過(guò)調(diào)制。即調(diào)制度M1的調(diào)制。 在M=01區(qū)間內(nèi)，基波幅值隨著M的增大而線性地增加； 在M= 13.24區(qū)間內(nèi)，基波幅值隨著M的增大而呈非線性增加； 在M3.24時(shí)曲線呈飽和狀態(tài)，基波幅值不再隨M的增大而增加。（4）過(guò)調(diào)制（M1）的影響3.2.2 載波為半波三角波的單相

7、三階SPWM逆變器YMkYMkXEYMkYMkXuLsin2sin2sin2sin20ntnmNmmMJmtMEusmnEsLsincossin0, 2, 1, 2, 12載波用三角波的三階SPWM波形的諧波含量比載波用全波三角波的二階SPWM波形的諧波含量要小。采用“相位差法”獲得三階SPWM波形ntnmNmmMJmtMEusmnEsLsincossin0, 2, 1, 2, 12兩個(gè)相位相反的二階SPWM波相減，就得到了一個(gè)N=2N的三階SPWM波，而兩個(gè)二階SPWM中的載波、載波的奇次諧波，以及它們的上下邊頻都被消除掉了。3.2.3 載波為三角波的三相SPWM逆變器nnmNMEunsnm

8、NnmmJEsABmMn26262246223sinsinsincos21.同步SPWM正弦波調(diào)制起始點(diǎn)位置與N等于奇數(shù)或者偶數(shù)對(duì)輸出線電壓波形的影響, 4, 2, 3 , 162624, 3 , 1, 4, 2626246223cossincossincos22mnsnmNmJEmnsnmNmJEsABnmNnmNMEumMnmMn雖然N都等于9（是奇數(shù)），但調(diào)制波起始點(diǎn)位置不同，所得到的波形也就不同。比較線電壓的波形與諧波分析結(jié)果，得出以下結(jié)論：調(diào)制波起始點(diǎn)位置在三角波下降沿零點(diǎn)處的波形較好，它既對(duì)稱于原點(diǎn)，又對(duì)稱于橫軸。 當(dāng)N的數(shù)值較高時(shí)，調(diào)制波起始點(diǎn)位置與N取奇數(shù)還是偶數(shù)對(duì)波形的影響很

9、小，可以隨便選取，調(diào)制波與載波可以同步工作，也可以非同步工作； 當(dāng)N的數(shù)值取得較小時(shí)，例如N22時(shí)，為了避免基波與變頻諧波頻率接近而發(fā)生跳動(dòng)，并得到較好的三相脈寬調(diào)制波形，必須做到以下三點(diǎn)： 1）調(diào)制波與載波必須同步工作； 2）N必須取3的奇整倍數(shù)； 3）正弦調(diào)制波起始點(diǎn)的位置必須在三角波的下降沿零點(diǎn)處。2.載波比N的數(shù)值選擇 與M1）的影響3.2.4 死區(qū)對(duì)SPWM逆變器輸出電壓的影響 對(duì)于SPWM三相半橋式逆變器，由于所用開(kāi)關(guān)管固有存儲(chǔ)時(shí)間的影響，開(kāi)通時(shí)間往往小于關(guān)斷時(shí)間，因此很容易發(fā)生橋臂兩只開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通的短路故障，為了避免這種故障，通常要設(shè)置開(kāi)關(guān)時(shí)滯，也可以成為死區(qū)。 死區(qū)的設(shè)置方式

10、有兩種： 一種是提前一半死區(qū)時(shí)間關(guān)斷，延滯一半死區(qū)時(shí)間開(kāi)通，稱為雙邊對(duì)稱設(shè)置； 另一種是按時(shí)關(guān)斷，延滯死區(qū)時(shí)間開(kāi)通，稱為單邊不對(duì)稱設(shè)置。引起實(shí)際輸出電壓波形畸變的因素有三個(gè)：1）死區(qū)與死區(qū)的設(shè)置方式；2）感性負(fù)載時(shí)反饋二極管的續(xù)流；3）負(fù)載功率因素。其中死區(qū)和二極管續(xù)流是實(shí)際波形發(fā)生畸變的根本原因。設(shè)置方式和負(fù)載功率因素的影響只是改變誤差波的脈沖分布狀態(tài)。1.死區(qū)雙邊對(duì)稱設(shè)置時(shí)輸出相電壓的諧波分析222222222222)sin1 (2)sin1 (22)sin1 (2)sin1 (22ccccttttAOYMkYMkXEYMkYMkXEu, 4, 2, 3 , 1222, 3 , 1, 4,

11、 2222, 3 , 122022sincossincossincossinmnstmMnmEmnstmMnmEmstmMmEsMEAotnmNmJtnmNmJtmNmJtuccc2.死區(qū)單邊不對(duì)稱設(shè)置時(shí)輸出相電壓的波形分析)sin1 (2)sin1 (22)sin1 (2)sin1 (2222222222YMktYMkXEYMktYMkXEuccAO, 4, 2, 3 , 122, 3 , 1, 4, 222, 3 , 120, 3 , 1202coscos11coscossin1cossincos1cossinsinmnscmMnmEmnscmMnmEmscmMmEmscmMmEsMEAo

12、tnmNtmnmJtnmNtmnmJtmNtmJtmNtmJtu3.死區(qū)雙邊對(duì)稱設(shè)置時(shí)誤差波的諧波分析, 4, 2, 3 , 1222, 3 , 1, 4, 2222, 4, 22202, 5 , 31224, 1cossincossincossinsinsin22mnstmMnmEmnstmMnmEmstmMmEnscnEscEDtnmNmJtnmNmJtmNmJtntttuccc4.死區(qū)單邊不對(duì)稱設(shè)置時(shí)誤差波的諧波分析, 4, 2, 3 , 122, 3 , 1, 4, 222, 4, 220, 4, 220, 5 , 31224, 1coscos11coscossin1cossincos

13、1cossinsinsin22mnscmMnmEmnscmMnmEmscmMmEmscmMmEnscnEscEDtnmNtmnmJtnmNtmnmJtmNtmJtmNtmJtntttu5.死區(qū)雙邊對(duì)稱設(shè)置時(shí)輸出相電壓的諧波方程式 11221122, 4, 22202, 3 , 12202, 5 , 31222sin1coscoscos1cossincossinsincossinsin22mnstmMnmEmnstmMnmEmstmMmEmstmMmEnscnEscEMEAOtnmNnmmJtnmNnmmJtmNmJtmNmJtntttucccc6.死區(qū)單邊不對(duì)稱設(shè)置時(shí)輸出相電壓的波形方程式 1

14、12112120120, 5 , 31222sincoscoscossinsincoscoscossinsinsin22mnscmMnmEmnscmMnmEmscmMmEmscmMmEnscnEscEMEAOtnmNtmnmJtnmNtmJtmNtmmJtmNtmJtntttu7.死區(qū)對(duì)輸出電壓影響的分析功率因素等有關(guān)逆變器運(yùn)行方式或負(fù)載、的大小、載波比死區(qū)的設(shè)置方式、死區(qū)與逆變器輸出電壓的影響對(duì)死區(qū)NttSPWM 空載或功率因素為零時(shí) 功率因素小于1時(shí)運(yùn)行方式或負(fù)載功率因素影響 對(duì)稱設(shè)置方式 不對(duì)稱設(shè)置方式死區(qū)設(shè)置方式的影響死區(qū)時(shí)間的影響載波比的影響優(yōu)點(diǎn) 可以避免同橋臂開(kāi)關(guān)管的同時(shí)導(dǎo)通的短路

15、故障 二極管續(xù)流，能使開(kāi)關(guān)管ZVT開(kāi)通缺點(diǎn) 輸出電壓的基波幅值減小 相位超前并產(chǎn)生出3，5，7等諧波 根據(jù)電工學(xué)原理介紹，正弦量可以用復(fù)數(shù)形式表示，即在復(fù)平面上用一個(gè)旋轉(zhuǎn)向量在虛軸上的投影來(lái)表示，與一般的空間向量，例如力學(xué)中描寫(xiě)力的向量的含義是不同的，為了避免混淆，電工學(xué)中把對(duì)應(yīng)于某正弦函數(shù)的復(fù)振幅 稱為空間向量，并改用 來(lái)表示，用復(fù)數(shù)來(lái)表示正弦量，可以使正弦電路的微分與積分計(jì)算轉(zhuǎn)化為代數(shù)計(jì)算，因而使正弦電路的分析計(jì)算大為簡(jiǎn)化。3.2.5 三相半橋式SPWM逆變器的輸出電壓的空間向量表示0jeAU三相半橋式逆變器的空間矢量分析零向量有效向量零向量線電壓三相半橋式SWPM逆變器輸出電壓的空間矢量

16、1117U0000U1117U0000U1117U0000U1102U0103U0114U0015U1016U1001U0000U1117U0000U1117U0000U1117U1102U0103U0114U0015U1016U1001U負(fù)半周CAu負(fù)半周ABu負(fù)半周BCu正半周ABu正半周BCu正半周CAu 空間向量SPWM調(diào)制法，已越出常規(guī)SPWM的思路，從電動(dòng)機(jī)角度出發(fā)，直接以電動(dòng)機(jī)磁鏈圓形軌跡控制為目的，不僅在控制上與SPWM的效果相同，而且更直觀，物理意義更明晰，實(shí)現(xiàn)起來(lái)也更方便。更重要是無(wú)論從直流電壓利用率還是從電動(dòng)機(jī)諧波損耗上看，空間向量SPWM法都優(yōu)于SPWM法，其最大調(diào)制度

17、M=0.9070.866.其原因是通過(guò)O點(diǎn)電位按三次諧波浮動(dòng)，為每相電壓注入了同樣的3次諧波，使合成相電壓對(duì)直流電源中點(diǎn)O的峰值降低?？臻g向量SPWM調(diào)制法 參考向量的軌跡由正六邊形中的圓弧和正六邊形各邊的中間部分組成。模式1 正六邊形中的圓弧長(zhǎng)度減小到零，參考向量的軌跡變成純六邊形。模式2空間向量的過(guò)調(diào)制技術(shù)3.2.6 SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應(yīng)用多重疊加法 擴(kuò)容方便 采用純方波逆變器疊加時(shí)調(diào)壓很困難正弦脈寬調(diào)試PWM法 調(diào)壓很方便 擴(kuò)容很困難SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應(yīng)用可以是調(diào)壓和擴(kuò)容都很方便，因此在中、大型逆變器中得到了廣泛應(yīng)用。在實(shí)際應(yīng)用中，采用SPWM與多重疊加法聯(lián)合應(yīng)用的目的有

18、兩個(gè)：一是擴(kuò)容二是調(diào)壓1.以擴(kuò)容為主要目的的聯(lián)合應(yīng)用 以三相逆變器為例，當(dāng)一臺(tái)三相SPWM逆變器的容量不夠時(shí)，可以采用兩臺(tái)三相SPWM逆變器的二重疊加，并采用二重疊加SPWM控制，使逆變器的容量成倍增大，并使SPWM逆變器的諧波進(jìn)一步減少。 SPWM逆變器多重疊加的聯(lián)結(jié)方式有兩種：變壓器連接方式電抗器連接方式 為了使電路簡(jiǎn)化，多采用電抗器連接方式。利用電抗器連接的三相SPWM逆變器的二重疊加電路及其工作波形左 圖 為 利 用 電 抗 器 連 接 的 三 相SPWM逆變器的二重疊加電路，本來(lái)用SPWM就已經(jīng)消除了某些低次諧波，因此在進(jìn)行二重疊加時(shí)，應(yīng)以消除載波諧波分量為目的，這樣消除諧波的效果就

19、更好，為了消除載波諧波，在左圖中兩個(gè)單元三相SPWM逆變器的載波信號(hào)的相位，互相錯(cuò)開(kāi)180，這樣就可以得到左側(cè)的波形。二重疊加前，SPWM單元逆變器，SPWM單元逆變器的輸出電壓的階高為E；二重疊加后的電壓的階高減小到E /2，其優(yōu)點(diǎn)是對(duì)負(fù)載的電壓沖擊減小了一半，線電壓的階高為0，E/2和E，波形疊加合成用的限流電抗器工作在載頻狀態(tài)，其電壓和時(shí)間的乘積是以載波頻率為基準(zhǔn)，電抗器的工作頻率提高N倍，因此電抗器的體積和重量將大大減小，當(dāng)載波比較大時(shí)，只要很小的電抗器就可以達(dá)到限流的目的。三相SPQM逆變器二重疊加后，其輸出電壓所包含的諧波中，載波的變頻諧波帶全部被消除了，最低次諧波由疊加前的載波頻

20、率上升到2倍的載波頻率帶。這種逆變器波形的改善，主要是以SPWM為主，二重并聯(lián)疊加主要是為了擴(kuò)容，因此這種疊加控制方式只適合于中等容量逆變器的擴(kuò)容使用。純方波逆變器的多重疊加，方式雖然簡(jiǎn)單可靠，但輸出效果差，且不能實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，難以調(diào)節(jié)輸出電壓波形，而采用SPWM逆變器的多重疊加，由于在大功率逆變器中實(shí)現(xiàn)了SPWM控制，因而可以大大地改善輸出電壓的調(diào)節(jié)，優(yōu)化系統(tǒng)性能指標(biāo)。采用SPWM單元逆變器的目的主要是為了調(diào)壓，因而SPWM單元逆變器的載波比可以選到最低，考慮到三相應(yīng)用，載波比可以取3，這樣，單元逆變器就可以選用低速開(kāi)關(guān)器件，如GTO等，為了很好地改善輸出電壓的波形，消除諧波，可以選用多個(gè)低

21、開(kāi)關(guān)頻率的SPWM逆變器進(jìn)行多重疊加。2.以調(diào)壓為主要目的的聯(lián)合應(yīng)用假定有N個(gè)采用低速開(kāi)關(guān)器件的低開(kāi)關(guān)頻率SPWM單元逆變器，它們具有相同的載波比F和相同的調(diào)制度M，載波都采用三角波，為了進(jìn)行多重疊加，各單元逆變器載波三角波的相位依次滯后2/NF進(jìn)行移相，N個(gè)單元逆變器共用一個(gè)正弦調(diào)制波，采用輸出變壓器次級(jí)進(jìn)行串聯(lián)疊加方式的N個(gè)移相SPWM單元逆變器的多重疊加。對(duì)輸出電壓進(jìn)行諧波分析。N個(gè)采用低開(kāi)關(guān)頻率SPWM單元逆變器5432151SPWMuuuuuuuuuAA假定采用串聯(lián)等幅疊加出電壓進(jìn)行串聯(lián)疊加合成的輸為通過(guò)輸出變壓器次級(jí)，單元逆變器的輸出電壓為各個(gè)令為了進(jìn)行有效的諧波分析和比較，采用了

22、波形畸變系數(shù)THD式中， 為對(duì)應(yīng)調(diào)制度M的基波分量有效值和i次諧波分量的有效值波形畸變系數(shù)THD122UUTHDiiiUU ,1 為了比較N個(gè)移相SPWM單元逆變器的多重疊加與普通SPWM逆變器諧波含量的大小，我們將N=5，F(xiàn)=3的5個(gè)移相SPWM單元逆變器的多重疊加，以及N=1，F(xiàn)=15的普通SPWM逆變器比較，兩者總的開(kāi)關(guān)次數(shù)是相同的，而5個(gè)移相SPWM單元逆變器多重疊加逆變器中，各單元SPWM逆變器的開(kāi)關(guān)次數(shù)為F=3，只相當(dāng)于普通SPWM逆變器的1/5，大大低于普通SPWM逆變器。N個(gè)移相SPWM單元逆變器的多重疊加與普通SPWM逆變器諧波含量大小的比較 當(dāng)調(diào)制度M從0.1變化到1時(shí)，移

23、相SPWM逆變器多重疊加的波形畸變系數(shù)THD基本不變，且數(shù)值較小，大大優(yōu)于一般SPWM逆變器U。 M=1時(shí)的基波分量有效值為U1max ，U1/U1max為歸一化的基波分量有效值，N=5，F(xiàn)=3的移相SPWM逆變器多重疊加的M與U1/U1max成正比，故可以通過(guò)調(diào)節(jié)M線性地調(diào)節(jié)輸出電壓，同時(shí)也可知，隨著M的變化，THD基本不變，這就說(shuō)明,在通過(guò)M調(diào)節(jié)輸出電壓的同時(shí)，諧波分量基本不變。由于這種逆變器的波形改善主要是以多重疊加為主，SPWM主要是為了調(diào)壓，所以這種移相SPWM逆變器多重疊加方式很適合于大容量與特大容量逆變器使用。N個(gè)移相SPWM單元逆變器的多重疊加的調(diào)壓作用 除了通過(guò)輸出變壓器的次

24、級(jí)繞組進(jìn)行串聯(lián)疊加，如果采用具有單獨(dú)直流電源的單相全橋逆變器（Full-Bridge Inverter，簡(jiǎn)稱FBI）時(shí)，就可以不用輸出變壓器，而采用直接串聯(lián)疊加的方式，這樣的疊加方式還可以解決高壓大功率開(kāi)關(guān)器件串聯(lián)應(yīng)用時(shí)的均壓難題。3.直接串聯(lián)疊加 直接串聯(lián)疊加方式中的單相全橋逆變器FBI，可以工作在二階SPWM狀態(tài)，也可以工作在三階SPWM狀態(tài)，并且其中的每一個(gè)FBI都工作在三階SPWM狀態(tài)時(shí)，就可以使輸出電壓波形得到進(jìn)一步的改善。如果FBI采用IGBT作開(kāi)關(guān)，把FBI的開(kāi)關(guān)頻率提高到基頻的100倍時(shí)，就可以使輸出電壓達(dá)到完美無(wú)諧波的程度。三階SPWM FBI直接串聯(lián)疊加時(shí)輸出電壓的傅里葉級(jí)

25、數(shù)表達(dá)式, 2, 1, 02222222kktkktktkUktucUcccUcccc載波三角波的表達(dá)式為tUussssin調(diào)制波的方程式為tnmFmmMJmtnmFmmMJmtMEuusmmnEsmmnEsttcossinsincossinFBI, 2, 1, 3, 12, 2, 1, 3, 12的傅里葉級(jí)數(shù)方程式為的輸出電壓?jiǎn)蜗嗳珮蚰孀兤鳛榕紨?shù)時(shí)取正號(hào)為奇數(shù)時(shí)取負(fù)號(hào)，上式當(dāng)?shù)扔谙噍敵鲭妷簜€(gè)單相橋的疊加，由于mmtnmFmmMJNEtNMEuuuuuAsNNmmnsAAsin2sinN,2, 3, 1221 當(dāng)采用N個(gè)具有單獨(dú)直流電源的SPWM單相全橋逆變器直接串聯(lián)疊加時(shí)，在A相輸出電壓中將

26、得到（2N+1）個(gè)電平的電壓輸出。在輸出電壓的雙重傅里葉級(jí)數(shù)中可以消除NF1次以下的諧波。在有限的單相全橋逆變器個(gè)數(shù)N和有限的載波比F的條件下，用N個(gè)SPWM FBI的直接串聯(lián)疊加，能夠更有效地消除低次諧波，它比多重疊加法多消除F/2倍的低次諧波，比SPWM法多消除N倍的低次諧波，故稱為無(wú)諧波（Harmony）逆變器。這種逆變器已在美國(guó)羅賓康公司生產(chǎn)的高壓大功率變頻器中得到應(yīng)用，稱為完美無(wú)諧波高壓 變 頻 器（Perfect Harmony）。容量可達(dá)315kW10000kW，輸出波形能滿足各國(guó)供電部門(mén)對(duì)諧波的最嚴(yán)格要求，無(wú)需再附加交流輸出濾波器，變頻器的總體效率高達(dá)97%.無(wú)諧波逆變器線電壓

27、控制時(shí)的諧波分量00mntmnjmnOAcseKuA相電壓66sin116cos1100ncsjnnnmntmnjnmnABenjneKu線電壓為 12sin6sin23sin413cos13111-2sinsin22, 3 , 1211mmnmmMmJnmnMmJmAtmnAEtEMummmnmnnmmnmncsmnsAB線電壓的諧波表達(dá)式為線電壓控制時(shí)的諧波分量00mntmnjmnOAcseKuA相電壓66sin116cos1100ncsjnnnmntmnjnmnABenjneKu線電壓為4.兩種SPWM與多重疊加法聯(lián)合應(yīng)用的特點(diǎn)與對(duì)比以擴(kuò)容為主要目的聯(lián)合應(yīng)用，消除諧波主要靠SPWM，是以

28、SPWM為主的一種應(yīng)用方式，多重疊加（一般為二重）疊加只是為了擴(kuò)容，所以這種聯(lián)合應(yīng)用方式主要應(yīng)用于SPWM逆變器的并聯(lián)與擴(kuò)容，多重 疊加方式一般為二重等幅并聯(lián)疊加。以調(diào)壓為主要目的的聯(lián)合應(yīng)用方式，消除諧波主要靠多重疊加，是以多重疊加為主的一種應(yīng)用方式，SPWM只是為了調(diào)壓，所以這種聯(lián)合應(yīng)用方式主要應(yīng)用于大型與特大型多重疊加逆變器的調(diào)壓與閉環(huán)控制，正弦脈寬調(diào)制度載波比一般為3.以擴(kuò)容為主要目的聯(lián)合應(yīng)用，消除諧波主要靠SPWM，所以它的疊加合成波形具有SPWM特點(diǎn)，仍然是SPWM波形，只不過(guò)在線電壓波形上增加了一個(gè)反應(yīng)多重疊加的臺(tái)階。以調(diào)壓為主要目的的聯(lián)合應(yīng)用，消除諧波主要靠多重疊加，所以它的疊加

29、合成波形具有多重疊加的特點(diǎn)，仍然是階梯波，只不過(guò)在階梯波波形上增加了幾個(gè)反應(yīng)SPWM的小脈沖。 SPWM與多重疊加法聯(lián)合應(yīng)用后，具有較好的波形改善性能與調(diào)壓特性，它把SPWM與多重疊加法的優(yōu)點(diǎn)集中到了一起，所以閉環(huán)控制與擴(kuò)容都比較方便，只不過(guò)使主電路與控制電路都具有不同程度的復(fù)雜化。 SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應(yīng)用在某種程度上可以減少逆變器的開(kāi)關(guān)頻率，減小開(kāi)關(guān)損耗，特別是以調(diào)壓為主的聯(lián)合應(yīng)用，使單元逆變器的開(kāi)關(guān)頻率降低到了3，大大低于一般SPWM逆變器，可以使用像GTO那樣的低速開(kāi)關(guān)器件，為采用低速開(kāi)關(guān)器件，制造調(diào)壓與消除諧波性能都比較好的高性能高效率逆變器創(chuàng)造力條件。 SPWM與多重疊加法的

30、聯(lián)合應(yīng)用既適用于電壓型逆變器也適用于電流型逆變器；既可以用輸出變壓器的次級(jí)繞組串聯(lián)疊加，或直接串聯(lián)疊加，也可以用限流電抗器并聯(lián)疊加；既可以變幅疊加，也可以等幅疊加，疊加參數(shù)的計(jì)算用多重疊加法中的分組特性和余弦規(guī)律的方程式進(jìn)行。SPWM與多重疊加法聯(lián)合應(yīng)用的特點(diǎn)載波為全波三角波的SPWM逆變器的采樣有兩種方法：自然采樣法：由高頻載波三角波與正弦調(diào)制波的交點(diǎn)來(lái)自然地確定脈沖的采樣點(diǎn)和開(kāi)關(guān)點(diǎn)，即自然采樣法的采樣點(diǎn)與開(kāi)關(guān)點(diǎn)重合，采樣點(diǎn)不能預(yù)測(cè)。規(guī)則采樣法：在載波三角波的固定點(diǎn)對(duì)正弦波進(jìn)行采樣，以確定脈沖的前沿和后沿時(shí)刻，而并不管此時(shí)是否發(fā)生正弦調(diào)制波與載波三角波相交。3.2.7 載波為全波三角波SPW

31、M逆變器的規(guī)則采樣法載波為全波三角波的自然采樣法bcsTbacsTacsTkTMTTkTMTTYMkXbYMkXatMccsin3sin12sin12sin112cos4422式變?yōu)榇肷鲜?，采樣點(diǎn)方程當(dāng)將載波周期點(diǎn)：對(duì)點(diǎn)：對(duì)采樣點(diǎn)的方程式為：時(shí)波為對(duì)自然采樣法，當(dāng)調(diào)制1）基波幅值與調(diào)制度M成正比，有利于調(diào)壓：2）高次諧波隨著載波比N與調(diào)制度M的增大而減小，有利于波形的正弦化，適合于N大于11的場(chǎng)合。當(dāng)N小于11時(shí)，諧波成分增大，尤其是低次諧波成分增大，使鄰近頻譜瓣之間發(fā)成重疊，導(dǎo)致不同頻譜瓣諧波分量疊加。3)自然采樣法有一個(gè)很大的缺點(diǎn)，即在線計(jì)算脈沖寬度是一個(gè)超越方程，需要數(shù)值分析中的迭代方

32、法求解。自然采樣法的優(yōu)缺點(diǎn)所謂規(guī)則采樣法就是在載波三角波的固定點(diǎn)對(duì)正弦波進(jìn)行采樣，以確定脈沖的前沿和后沿時(shí)刻，而并不管此時(shí)是否發(fā)生正弦調(diào)制波與載波三角波相交，由于規(guī)則采樣法的正弦調(diào)制波上的采樣點(diǎn)是預(yù)先選定的，僅僅在預(yù)先選定的等周期固定點(diǎn)上周期地采樣，采樣周期一般是載波三角波周期的一半，采樣點(diǎn)存儲(chǔ)在微機(jī)的內(nèi)存中，當(dāng)載波三角波的值達(dá)到這些采樣點(diǎn)的值時(shí)，就是開(kāi)關(guān)點(diǎn)轉(zhuǎn)換時(shí)刻，也就是說(shuō)采樣點(diǎn)與開(kāi)關(guān)點(diǎn)不重合，采樣點(diǎn)是固定的，開(kāi)關(guān)點(diǎn)是變化的，開(kāi)關(guān)點(diǎn)轉(zhuǎn)換時(shí)刻可以利用簡(jiǎn)單的三角函數(shù)在線地計(jì)算出來(lái)，這樣就滿足了微機(jī)全數(shù)字控制的要求。規(guī)則采樣法Browse SPWM規(guī)則采樣的原理為：正弦調(diào)制波在選定的采樣點(diǎn)的值 被

33、存儲(chǔ)在“采樣保持電路”中，此采樣法選定的采樣時(shí)刻為載波三角波的正峰值時(shí)刻，采樣周期為載波三角波周期的一半，而且在一個(gè)采樣周期 中保持恒定不變，這樣就得到了一個(gè)采樣保持式的梯形調(diào)制波B，取代了原來(lái)的正弦調(diào)制波A，利用梯形調(diào)制波B與載波三角波C的交點(diǎn)a和b來(lái)決定開(kāi)關(guān)點(diǎn)轉(zhuǎn)換時(shí)刻 和 。1 Browse SPWM規(guī)則采樣法,1t,2t21 ttaTbTPkTMTPkTMTkPPkTtcsTbcsTaTtccccsin3sin1:, 2, 1, 00414121下面表示此時(shí)相對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)點(diǎn)由示為任意選定，用方程式表的前半周期中可以在第一個(gè)采樣周期采樣點(diǎn)的時(shí)刻在規(guī)則采樣中，第一個(gè)輸出電壓的基波分量方程式為：

34、由此式可知，輸出電壓的基波分量不再與調(diào)制度M和相位的余弦成正比了，而變成了與調(diào)制度M和載波比N成非線性函數(shù)的關(guān)系，當(dāng)N增大時(shí)，基波分量趨于正弦；而當(dāng)N較小，M較大時(shí)，采樣點(diǎn)P無(wú)論取在周期的起點(diǎn)（P=0）、1/4周期點(diǎn)，還是取在1/2周期點(diǎn)，規(guī)則采樣法輸出電壓的頻譜，都明顯的劣于自然采樣法。Browse SPWM規(guī)則采樣法逆變器的輸出電壓諧波分析tkTkMEusNkkNMkLcos1sin211211124)1(廣義規(guī)則采樣時(shí)，P點(diǎn)可以取0Tc/2中的任一值，也即采樣點(diǎn)可以取在前半采樣周期中正弦調(diào)制波上的任意一點(diǎn)（自然采樣點(diǎn)也在其中）。采樣點(diǎn)越趨近于自然采樣點(diǎn)，其輸出波形的頻譜特性越好，我們可以

35、找到兩個(gè)簡(jiǎn)單的方法，使其既能接近自然采樣點(diǎn)而又容易計(jì)算，這樣是割線逼近法和切線逼近法。2 廣義規(guī)程采樣的割線逼近法與切線逼近法廣義規(guī)則采樣的原理tgTTkMTTtgTTkMTTccscbccsca41sin3441sin1411（1）利用割線法逼近時(shí)的開(kāi)關(guān)點(diǎn)方程cscscscbcscscscacscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTTNTkTkMTkMTTTkTkMTkMTTcos41sin34cos41sin1415sin1sin41sin34sin1sin41sin141111時(shí)當(dāng)（2）利用切線法逼近時(shí)的開(kāi)關(guān)點(diǎn)方程cscscscbcscscscaTkTTkMTTTkT

36、TkMTTcos41sin34cos41sin1411這兩種廣義規(guī)則采樣法的開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)刻都是由載波三角波達(dá)到計(jì)算采樣點(diǎn)值的時(shí)刻來(lái)確定的。只不過(guò)是在經(jīng)典的規(guī)則采樣中由于實(shí)際采樣點(diǎn)與計(jì)算采樣點(diǎn)重合，所以實(shí)際采樣點(diǎn)的值可以直接用來(lái)確定開(kāi)關(guān)點(diǎn)，而在割線法與切線法中實(shí)際采樣點(diǎn)與計(jì)算采樣點(diǎn)不重合，所以需要先用實(shí)際采樣點(diǎn)的值算出計(jì)算采樣點(diǎn)的值后，再由此導(dǎo)出開(kāi)關(guān)點(diǎn)，所以這兩種方法在不增加工作量的情況下拓展了規(guī)則采樣法，在計(jì)算難度增加不多的情況下，得到了二個(gè)更加接近于自然采樣點(diǎn)逼近法。從圖形上看，自然采樣點(diǎn)調(diào)制波是正弦波，Bowse規(guī)則采樣點(diǎn)調(diào)制波是階梯波，而割線逼近法和切線逼近法的調(diào)制波是由割線或切線組成的凸

37、多邊形正弦波，顯然，與梯形波相比，凸多邊形正弦波更接近于正弦波。兩種廣義規(guī)則采樣法的特點(diǎn)產(chǎn)生SPWM波形的控制電路有許多種，下面講述有代表性的三個(gè)例子：1）用比較器對(duì)調(diào)制波和載波進(jìn)行比較，根據(jù)幅值的大小決定輸出狀態(tài)，當(dāng)載波比N足夠大時(shí)一般稱為諧波調(diào)制；2）用定時(shí)器或計(jì)數(shù)器對(duì)脈沖寬度持續(xù)計(jì)數(shù)，此法雖然與第一種調(diào)制方法不同，但是都是通過(guò)調(diào)制波來(lái)決定脈沖寬度，從而得到和載波同步的脈沖列； 3）把預(yù)先規(guī)定的脈沖寬度存儲(chǔ)在ROM里，然后根據(jù)載波脈沖來(lái)輸出，脈沖模式的決定與調(diào)制波形無(wú)關(guān)，由載波同步得到所希望的脈沖寬度。模擬方法多用線性積分電路產(chǎn)生三角波，用文氏校振蕩器或RC振蕩器產(chǎn)生正弦波，然后通過(guò)比例放

38、大器控制其幅值。模擬方法用微型計(jì)算機(jī)程序控制，配合集成電路PWM調(diào)制器（如SLE4520集成塊），用最少的元器件可以直接獲得脈寬調(diào)制波。這種程控化、軟件化的方法經(jīng)濟(jì)可靠。雖然技術(shù)問(wèn)題還有待進(jìn)一步開(kāi)發(fā)，但確有廣泛的發(fā)展前途。 這種方法介于模擬法和數(shù)字法之間。模擬法難以實(shí)現(xiàn)三角波與正弦波從同步，而且用的元器件多，有溫度漂移，可靠性差，目前已很少應(yīng)用。數(shù)字模擬混合法吸收了數(shù)字電路的優(yōu)點(diǎn)：準(zhǔn)確，可靠，容易實(shí)現(xiàn)同步，發(fā)展較快，電路所用元器件也是千變?nèi)f化的，其中查表法比較典型。查表法是將正弦波或三角波一個(gè)周期分割成許多等分，計(jì)算各分點(diǎn)的幅值，化整為16進(jìn)制的數(shù)碼，依次存放在從0單元開(kāi)始的EPROM存儲(chǔ)器中

39、，形成數(shù)據(jù)表格。一個(gè)計(jì)數(shù)器由給定的時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)計(jì)數(shù)，在表格中依次查詢數(shù)據(jù)，同時(shí)把查到的數(shù)據(jù)送給CMOS數(shù)模轉(zhuǎn)換器。數(shù)字模擬混合法直流電壓利用率：當(dāng)調(diào)制度M=1時(shí)，三相逆變器輸出線電壓的幅值與直流電源電壓E的比值。SPWM三相逆變器輸出電壓的幅值為 ，故其直流電壓利用率為 ，說(shuō)明直流電壓利用率不高。這是SPWM逆變器的缺點(diǎn)之一。3.3 直流電壓利用率高的三相同步式PWM逆變器23ME1866. 023EESPWM三相逆變器的直流電壓利用率只有0.866，直流電壓沒(méi)有得到充分利用，其原因是一相電壓的峰值和它相電壓的反峰值之間有60的相位差。解決這個(gè)問(wèn)題的方法之一是使輸出線電壓在保持正弦的條件下，使調(diào)制

40、波畸變。具體做法是使各相波形在半個(gè)周期內(nèi)有60固定在正或負(fù)擔(dān)飽和點(diǎn)，以對(duì)其它兩相進(jìn)行控制，使線電壓為正弦波。這種方式是在三相半波的三個(gè)橋臂中，使一個(gè)橋臂的通斷狀態(tài)固定不變，只調(diào)節(jié)其它兩個(gè)橋臂，因此稱這種調(diào)節(jié)方式為兩橋臂調(diào)制或兩相調(diào)制。3.3.1 兩相（或兩橋臂）調(diào)制的三相PWM逆變器同步式SPWM逆變器中，采用正弦波與三角波進(jìn)行比較的三相逆變器，逆變器的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)間由負(fù)載相電壓正弦波和載波三角波的交點(diǎn)決定。在實(shí)際應(yīng)用中，負(fù)載往往沒(méi)有中性點(diǎn)，因此所需要的自由度就少了一個(gè)，這時(shí)如果采用線電壓控制自由度就夠了，并且還多出一個(gè)自由度。適當(dāng)?shù)乩眠@個(gè)多出的自由度，可以得出特性更好的PWM調(diào)制法。目前在實(shí)際應(yīng)用的設(shè)備中，采用線電壓控制的產(chǎn)品逐漸在增多，通常把這種控制方式稱為線電壓控制方式，與其相對(duì)應(yīng)，把采用相電壓控制者稱為相電壓控制方式。3.3.2 線電壓控制的三相PWM逆變器（兩相馬鞍形PWM逆變器）相電壓控制方式下，如果給相電壓同時(shí)都疊加上一個(gè)任意電壓時(shí)，線電壓也不會(huì)發(fā)生波形失真的情況，這個(gè)疊加電壓可以采用任意形式，但原則上其頻率應(yīng)是基波頻率的三倍比較合適。1）每一時(shí)刻只有兩相受到調(diào)制，故稱為兩相鞍形