PWM脈寬調制式逆變器_第1頁
PWM脈寬調制式逆變器_第2頁
PWM脈寬調制式逆變器_第3頁
PWM脈寬調制式逆變器_第4頁
PWM脈寬調制式逆變器_第5頁
已閱讀5頁,還剩74頁未讀 繼續(xù)免費閱讀

下載本文檔

版權說明:本文檔由用戶提供并上傳,收益歸屬內容提供方,若內容存在侵權,請進行舉報或認領

文檔簡介

1、第三章 PWM脈寬調制式逆變器逆變器的脈寬調制技術PWM(Pulse Width Modulation)是用一種參考波(通常是正弦波,有時也用階梯波或方波等)為“調制波”(modulating waves),而以N倍于調制波頻率的正三角波(有時也用鋸齒波)為“載波”(carrier wave)。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形,因此它與調制波相交時,就可以得到一組幅值相等,而寬度正比于調制波函數(shù)值的矩形脈沖序列用來等效調制波,用開關量取代模擬量,并通過對逆變器開關管的通斷控制,把直流電變成交流電,這一種技術就叫做脈寬調制技術。脈寬調制技術與多重疊加法相比較,有以下顯著的優(yōu)點:1)

2、電路簡單,只用一個功率控制級就可以調節(jié)電壓輸出,又可以調節(jié)輸出頻率。2)可以使用不可控整流橋,使系統(tǒng)對電網的功率因素與逆變器輸出電壓值無關。3)可以同時進行調頻、調壓,與中間直流環(huán)節(jié)的元件參數(shù)無關,系統(tǒng)的動態(tài)響應速度快。4)可以獲得更好的波形改善效果。載波比同步非同步同步-非同步交替脈沖寬度等脈寬調制不等脈寬調制調制相數(shù)兩相調制三相調制載波波形非對稱對稱RPWM是波形調制式PWM逆變器中最簡單的一種。當逆變器的轉換次數(shù)限制在30次以內時,RPWM調制波是最好的。單脈沖RPWM逆變器多脈沖RPWM逆變器三相RPWM逆變器3.1 同步式RPWM方波調制逆變器3.1.1 單脈沖RPWM逆變器5 ,

3、3 , 1245 , 3 , 1)(sincossinnMnELnnmLtnnutnUu24)(24)1(coscosMnEnmMEmUU3.1.2 多脈沖RPWM逆變器)cos()cos()(cos)(cossin12122) 1 (12122)()(NMNkNMNkEmNMNkNMNknEnmsnmLUnnUtnUu3.1.3 三相RPWM逆變器%10012UUTHDn1.RPWM方法1MMUtnUuEnabmsnabmab15sin15cossin2123234)()(2.RPWM方法2MMUtnUuEnabmsnabmab30sin30cossin2323234)()( SPWM正弦波

4、脈寬調制法(Sinusoidal PWM)是調制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調制法。 二階式與三階式脈寬調制方法。所謂階是指PWM式逆變器輸出電壓的電平數(shù)。二階式的PWM波形有正、負兩個電平(雙極性調制),三階式的PWM波形有正、負和零三種(單極性調制)。3.2 同步與非同步SPWM正弦脈寬調制逆變器3.2.1 載波為全波三角波的單相二階SPWM逆變器(1)同步式SPWM當正弦調制波的起點位置不同時,二階SPWM波動雙重傅里葉級數(shù)表示式 調制波起始點在三角波的正負峰值處時,輸出電壓中含有正弦項和余弦項;而調制波起始點在三角波起始點在三角波上升或下降沿零點處時,輸出電壓中只含正弦項

5、,波形對稱于原點。 所以,就輸出波形而論,正弦調制波起始點取在三角波的上升或者下降沿零點處為好,它可以得到對稱于原點的奇函數(shù)波形,這一點在N值較小的同步應用時是很重要的。 就輸出波形而言,N=奇數(shù)為好,它可以使輸出電壓中的諧波全為奇次諧波,所得到的波形既對稱于原點,又對稱于縱軸(鏡對稱),所以是奇次諧波函數(shù)。 當N=奇數(shù)時,比較正弦波起始點位置在下降沿零點處和在上升沿零點處兩種波形可知,上升沿零點處,所得波形的第一個脈沖是負脈沖,而且當N值很小時波形很差,不如起始點在下降沿零點處。 所以在選擇調制波起始點的位置和選擇N等于奇數(shù)或偶數(shù)時,應選取起始點在下降沿零點處,N=奇數(shù)為最好。(2)同步式S

6、PWM N取奇數(shù)或偶數(shù)時對輸出波形的影響為了得到較好的輸出波形,必須做到以下三點: 1)SPWM中的調制波與載波必須同步工作,即N=正整數(shù)。 2)N必須取奇整倍數(shù),以保輸出波形為奇諧波函數(shù),既對稱于原點,又對稱于橫軸。 3)正弦調制波起始點的位置必須在三角波的下降沿零點處,在N值很小時這一點尤為重要。(3)載波比N的數(shù)值的選擇所謂過調制。即調制度M1的調制。 在M=01區(qū)間內,基波幅值隨著M的增大而線性地增加; 在M= 13.24區(qū)間內,基波幅值隨著M的增大而呈非線性增加; 在M3.24時曲線呈飽和狀態(tài),基波幅值不再隨M的增大而增加。(4)過調制(M1)的影響3.2.2 載波為半波三角波的單相

7、三階SPWM逆變器YMkYMkXEYMkYMkXuLsin2sin2sin2sin20ntnmNmmMJmtMEusmnEsLsincossin0, 2, 1, 2, 12載波用三角波的三階SPWM波形的諧波含量比載波用全波三角波的二階SPWM波形的諧波含量要小。采用“相位差法”獲得三階SPWM波形ntnmNmmMJmtMEusmnEsLsincossin0, 2, 1, 2, 12兩個相位相反的二階SPWM波相減,就得到了一個N=2N的三階SPWM波,而兩個二階SPWM中的載波、載波的奇次諧波,以及它們的上下邊頻都被消除掉了。3.2.3 載波為三角波的三相SPWM逆變器nnmNMEunsnm

8、NnmmJEsABmMn26262246223sinsinsincos21.同步SPWM正弦波調制起始點位置與N等于奇數(shù)或者偶數(shù)對輸出線電壓波形的影響, 4, 2, 3 , 162624, 3 , 1, 4, 2626246223cossincossincos22mnsnmNmJEmnsnmNmJEsABnmNnmNMEumMnmMn雖然N都等于9(是奇數(shù)),但調制波起始點位置不同,所得到的波形也就不同。比較線電壓的波形與諧波分析結果,得出以下結論:調制波起始點位置在三角波下降沿零點處的波形較好,它既對稱于原點,又對稱于橫軸。 當N的數(shù)值較高時,調制波起始點位置與N取奇數(shù)還是偶數(shù)對波形的影響很

9、小,可以隨便選取,調制波與載波可以同步工作,也可以非同步工作; 當N的數(shù)值取得較小時,例如N22時,為了避免基波與變頻諧波頻率接近而發(fā)生跳動,并得到較好的三相脈寬調制波形,必須做到以下三點: 1)調制波與載波必須同步工作; 2)N必須取3的奇整倍數(shù); 3)正弦調制波起始點的位置必須在三角波的下降沿零點處。2.載波比N的數(shù)值選擇 與M1)的影響3.2.4 死區(qū)對SPWM逆變器輸出電壓的影響 對于SPWM三相半橋式逆變器,由于所用開關管固有存儲時間的影響,開通時間往往小于關斷時間,因此很容易發(fā)生橋臂兩只開關管同時導通的短路故障,為了避免這種故障,通常要設置開關時滯,也可以成為死區(qū)。 死區(qū)的設置方式

10、有兩種: 一種是提前一半死區(qū)時間關斷,延滯一半死區(qū)時間開通,稱為雙邊對稱設置; 另一種是按時關斷,延滯死區(qū)時間開通,稱為單邊不對稱設置。引起實際輸出電壓波形畸變的因素有三個:1)死區(qū)與死區(qū)的設置方式;2)感性負載時反饋二極管的續(xù)流;3)負載功率因素。其中死區(qū)和二極管續(xù)流是實際波形發(fā)生畸變的根本原因。設置方式和負載功率因素的影響只是改變誤差波的脈沖分布狀態(tài)。1.死區(qū)雙邊對稱設置時輸出相電壓的諧波分析222222222222)sin1 (2)sin1 (22)sin1 (2)sin1 (22ccccttttAOYMkYMkXEYMkYMkXEu, 4, 2, 3 , 1222, 3 , 1, 4,

11、 2222, 3 , 122022sincossincossincossinmnstmMnmEmnstmMnmEmstmMmEsMEAotnmNmJtnmNmJtmNmJtuccc2.死區(qū)單邊不對稱設置時輸出相電壓的波形分析)sin1 (2)sin1 (22)sin1 (2)sin1 (2222222222YMktYMkXEYMktYMkXEuccAO, 4, 2, 3 , 122, 3 , 1, 4, 222, 3 , 120, 3 , 1202coscos11coscossin1cossincos1cossinsinmnscmMnmEmnscmMnmEmscmMmEmscmMmEsMEAo

12、tnmNtmnmJtnmNtmnmJtmNtmJtmNtmJtu3.死區(qū)雙邊對稱設置時誤差波的諧波分析, 4, 2, 3 , 1222, 3 , 1, 4, 2222, 4, 22202, 5 , 31224, 1cossincossincossinsinsin22mnstmMnmEmnstmMnmEmstmMmEnscnEscEDtnmNmJtnmNmJtmNmJtntttuccc4.死區(qū)單邊不對稱設置時誤差波的諧波分析, 4, 2, 3 , 122, 3 , 1, 4, 222, 4, 220, 4, 220, 5 , 31224, 1coscos11coscossin1cossincos

13、1cossinsinsin22mnscmMnmEmnscmMnmEmscmMmEmscmMmEnscnEscEDtnmNtmnmJtnmNtmnmJtmNtmJtmNtmJtntttu5.死區(qū)雙邊對稱設置時輸出相電壓的諧波方程式 11221122, 4, 22202, 3 , 12202, 5 , 31222sin1coscoscos1cossincossinsincossinsin22mnstmMnmEmnstmMnmEmstmMmEmstmMmEnscnEscEMEAOtnmNnmmJtnmNnmmJtmNmJtmNmJtntttucccc6.死區(qū)單邊不對稱設置時輸出相電壓的波形方程式 1

14、12112120120, 5 , 31222sincoscoscossinsincoscoscossinsinsin22mnscmMnmEmnscmMnmEmscmMmEmscmMmEnscnEscEMEAOtnmNtmnmJtnmNtmJtmNtmmJtmNtmJtntttu7.死區(qū)對輸出電壓影響的分析功率因素等有關逆變器運行方式或負載、的大小、載波比死區(qū)的設置方式、死區(qū)與逆變器輸出電壓的影響對死區(qū)NttSPWM 空載或功率因素為零時 功率因素小于1時運行方式或負載功率因素影響 對稱設置方式 不對稱設置方式死區(qū)設置方式的影響死區(qū)時間的影響載波比的影響優(yōu)點 可以避免同橋臂開關管的同時導通的短路

15、故障 二極管續(xù)流,能使開關管ZVT開通缺點 輸出電壓的基波幅值減小 相位超前并產生出3,5,7等諧波 根據電工學原理介紹,正弦量可以用復數(shù)形式表示,即在復平面上用一個旋轉向量在虛軸上的投影來表示,與一般的空間向量,例如力學中描寫力的向量的含義是不同的,為了避免混淆,電工學中把對應于某正弦函數(shù)的復振幅 稱為空間向量,并改用 來表示,用復數(shù)來表示正弦量,可以使正弦電路的微分與積分計算轉化為代數(shù)計算,因而使正弦電路的分析計算大為簡化。3.2.5 三相半橋式SPWM逆變器的輸出電壓的空間向量表示0jeAU三相半橋式逆變器的空間矢量分析零向量有效向量零向量線電壓三相半橋式SWPM逆變器輸出電壓的空間矢量

16、1117U0000U1117U0000U1117U0000U1102U0103U0114U0015U1016U1001U0000U1117U0000U1117U0000U1117U1102U0103U0114U0015U1016U1001U負半周CAu負半周ABu負半周BCu正半周ABu正半周BCu正半周CAu 空間向量SPWM調制法,已越出常規(guī)SPWM的思路,從電動機角度出發(fā),直接以電動機磁鏈圓形軌跡控制為目的,不僅在控制上與SPWM的效果相同,而且更直觀,物理意義更明晰,實現(xiàn)起來也更方便。更重要是無論從直流電壓利用率還是從電動機諧波損耗上看,空間向量SPWM法都優(yōu)于SPWM法,其最大調制度

17、M=0.9070.866.其原因是通過O點電位按三次諧波浮動,為每相電壓注入了同樣的3次諧波,使合成相電壓對直流電源中點O的峰值降低??臻g向量SPWM調制法 參考向量的軌跡由正六邊形中的圓弧和正六邊形各邊的中間部分組成。模式1 正六邊形中的圓弧長度減小到零,參考向量的軌跡變成純六邊形。模式2空間向量的過調制技術3.2.6 SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應用多重疊加法 擴容方便 采用純方波逆變器疊加時調壓很困難正弦脈寬調試PWM法 調壓很方便 擴容很困難SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應用可以是調壓和擴容都很方便,因此在中、大型逆變器中得到了廣泛應用。在實際應用中,采用SPWM與多重疊加法聯(lián)合應用的目的有

18、兩個:一是擴容二是調壓1.以擴容為主要目的的聯(lián)合應用 以三相逆變器為例,當一臺三相SPWM逆變器的容量不夠時,可以采用兩臺三相SPWM逆變器的二重疊加,并采用二重疊加SPWM控制,使逆變器的容量成倍增大,并使SPWM逆變器的諧波進一步減少。 SPWM逆變器多重疊加的聯(lián)結方式有兩種:變壓器連接方式電抗器連接方式 為了使電路簡化,多采用電抗器連接方式。利用電抗器連接的三相SPWM逆變器的二重疊加電路及其工作波形左 圖 為 利 用 電 抗 器 連 接 的 三 相SPWM逆變器的二重疊加電路,本來用SPWM就已經消除了某些低次諧波,因此在進行二重疊加時,應以消除載波諧波分量為目的,這樣消除諧波的效果就

19、更好,為了消除載波諧波,在左圖中兩個單元三相SPWM逆變器的載波信號的相位,互相錯開180,這樣就可以得到左側的波形。二重疊加前,SPWM單元逆變器,SPWM單元逆變器的輸出電壓的階高為E;二重疊加后的電壓的階高減小到E /2,其優(yōu)點是對負載的電壓沖擊減小了一半,線電壓的階高為0,E/2和E,波形疊加合成用的限流電抗器工作在載頻狀態(tài),其電壓和時間的乘積是以載波頻率為基準,電抗器的工作頻率提高N倍,因此電抗器的體積和重量將大大減小,當載波比較大時,只要很小的電抗器就可以達到限流的目的。三相SPQM逆變器二重疊加后,其輸出電壓所包含的諧波中,載波的變頻諧波帶全部被消除了,最低次諧波由疊加前的載波頻

20、率上升到2倍的載波頻率帶。這種逆變器波形的改善,主要是以SPWM為主,二重并聯(lián)疊加主要是為了擴容,因此這種疊加控制方式只適合于中等容量逆變器的擴容使用。純方波逆變器的多重疊加,方式雖然簡單可靠,但輸出效果差,且不能實現(xiàn)閉環(huán)控制,難以調節(jié)輸出電壓波形,而采用SPWM逆變器的多重疊加,由于在大功率逆變器中實現(xiàn)了SPWM控制,因而可以大大地改善輸出電壓的調節(jié),優(yōu)化系統(tǒng)性能指標。采用SPWM單元逆變器的目的主要是為了調壓,因而SPWM單元逆變器的載波比可以選到最低,考慮到三相應用,載波比可以取3,這樣,單元逆變器就可以選用低速開關器件,如GTO等,為了很好地改善輸出電壓的波形,消除諧波,可以選用多個低

21、開關頻率的SPWM逆變器進行多重疊加。2.以調壓為主要目的的聯(lián)合應用假定有N個采用低速開關器件的低開關頻率SPWM單元逆變器,它們具有相同的載波比F和相同的調制度M,載波都采用三角波,為了進行多重疊加,各單元逆變器載波三角波的相位依次滯后2/NF進行移相,N個單元逆變器共用一個正弦調制波,采用輸出變壓器次級進行串聯(lián)疊加方式的N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加。對輸出電壓進行諧波分析。N個采用低開關頻率SPWM單元逆變器5432151SPWMuuuuuuuuuAA假定采用串聯(lián)等幅疊加出電壓進行串聯(lián)疊加合成的輸為通過輸出變壓器次級,單元逆變器的輸出電壓為各個令為了進行有效的諧波分析和比較,采用了

22、波形畸變系數(shù)THD式中, 為對應調制度M的基波分量有效值和i次諧波分量的有效值波形畸變系數(shù)THD122UUTHDiiiUU ,1 為了比較N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加與普通SPWM逆變器諧波含量的大小,我們將N=5,F(xiàn)=3的5個移相SPWM單元逆變器的多重疊加,以及N=1,F(xiàn)=15的普通SPWM逆變器比較,兩者總的開關次數(shù)是相同的,而5個移相SPWM單元逆變器多重疊加逆變器中,各單元SPWM逆變器的開關次數(shù)為F=3,只相當于普通SPWM逆變器的1/5,大大低于普通SPWM逆變器。N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加與普通SPWM逆變器諧波含量大小的比較 當調制度M從0.1變化到1時,移

23、相SPWM逆變器多重疊加的波形畸變系數(shù)THD基本不變,且數(shù)值較小,大大優(yōu)于一般SPWM逆變器U。 M=1時的基波分量有效值為U1max ,U1/U1max為歸一化的基波分量有效值,N=5,F(xiàn)=3的移相SPWM逆變器多重疊加的M與U1/U1max成正比,故可以通過調節(jié)M線性地調節(jié)輸出電壓,同時也可知,隨著M的變化,THD基本不變,這就說明,在通過M調節(jié)輸出電壓的同時,諧波分量基本不變。由于這種逆變器的波形改善主要是以多重疊加為主,SPWM主要是為了調壓,所以這種移相SPWM逆變器多重疊加方式很適合于大容量與特大容量逆變器使用。N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加的調壓作用 除了通過輸出變壓器的次

24、級繞組進行串聯(lián)疊加,如果采用具有單獨直流電源的單相全橋逆變器(Full-Bridge Inverter,簡稱FBI)時,就可以不用輸出變壓器,而采用直接串聯(lián)疊加的方式,這樣的疊加方式還可以解決高壓大功率開關器件串聯(lián)應用時的均壓難題。3.直接串聯(lián)疊加 直接串聯(lián)疊加方式中的單相全橋逆變器FBI,可以工作在二階SPWM狀態(tài),也可以工作在三階SPWM狀態(tài),并且其中的每一個FBI都工作在三階SPWM狀態(tài)時,就可以使輸出電壓波形得到進一步的改善。如果FBI采用IGBT作開關,把FBI的開關頻率提高到基頻的100倍時,就可以使輸出電壓達到完美無諧波的程度。三階SPWM FBI直接串聯(lián)疊加時輸出電壓的傅里葉級

25、數(shù)表達式, 2, 1, 02222222kktkktktkUktucUcccUcccc載波三角波的表達式為tUussssin調制波的方程式為tnmFmmMJmtnmFmmMJmtMEuusmmnEsmmnEsttcossinsincossinFBI, 2, 1, 3, 12, 2, 1, 3, 12的傅里葉級數(shù)方程式為的輸出電壓單相全橋逆變器為偶數(shù)時取正號為奇數(shù)時取負號,上式當?shù)扔谙噍敵鲭妷簜€單相橋的疊加,由于mmtnmFmmMJNEtNMEuuuuuAsNNmmnsAAsin2sinN,2, 3, 1221 當采用N個具有單獨直流電源的SPWM單相全橋逆變器直接串聯(lián)疊加時,在A相輸出電壓中將

26、得到(2N+1)個電平的電壓輸出。在輸出電壓的雙重傅里葉級數(shù)中可以消除NF1次以下的諧波。在有限的單相全橋逆變器個數(shù)N和有限的載波比F的條件下,用N個SPWM FBI的直接串聯(lián)疊加,能夠更有效地消除低次諧波,它比多重疊加法多消除F/2倍的低次諧波,比SPWM法多消除N倍的低次諧波,故稱為無諧波(Harmony)逆變器。這種逆變器已在美國羅賓康公司生產的高壓大功率變頻器中得到應用,稱為完美無諧波高壓 變 頻 器(Perfect Harmony)。容量可達315kW10000kW,輸出波形能滿足各國供電部門對諧波的最嚴格要求,無需再附加交流輸出濾波器,變頻器的總體效率高達97%.無諧波逆變器線電壓

27、控制時的諧波分量00mntmnjmnOAcseKuA相電壓66sin116cos1100ncsjnnnmntmnjnmnABenjneKu線電壓為 12sin6sin23sin413cos13111-2sinsin22, 3 , 1211mmnmmMmJnmnMmJmAtmnAEtEMummmnmnnmmnmncsmnsAB線電壓的諧波表達式為線電壓控制時的諧波分量00mntmnjmnOAcseKuA相電壓66sin116cos1100ncsjnnnmntmnjnmnABenjneKu線電壓為4.兩種SPWM與多重疊加法聯(lián)合應用的特點與對比以擴容為主要目的聯(lián)合應用,消除諧波主要靠SPWM,是以

28、SPWM為主的一種應用方式,多重疊加(一般為二重)疊加只是為了擴容,所以這種聯(lián)合應用方式主要應用于SPWM逆變器的并聯(lián)與擴容,多重 疊加方式一般為二重等幅并聯(lián)疊加。以調壓為主要目的的聯(lián)合應用方式,消除諧波主要靠多重疊加,是以多重疊加為主的一種應用方式,SPWM只是為了調壓,所以這種聯(lián)合應用方式主要應用于大型與特大型多重疊加逆變器的調壓與閉環(huán)控制,正弦脈寬調制度載波比一般為3.以擴容為主要目的聯(lián)合應用,消除諧波主要靠SPWM,所以它的疊加合成波形具有SPWM特點,仍然是SPWM波形,只不過在線電壓波形上增加了一個反應多重疊加的臺階。以調壓為主要目的的聯(lián)合應用,消除諧波主要靠多重疊加,所以它的疊加

29、合成波形具有多重疊加的特點,仍然是階梯波,只不過在階梯波波形上增加了幾個反應SPWM的小脈沖。 SPWM與多重疊加法聯(lián)合應用后,具有較好的波形改善性能與調壓特性,它把SPWM與多重疊加法的優(yōu)點集中到了一起,所以閉環(huán)控制與擴容都比較方便,只不過使主電路與控制電路都具有不同程度的復雜化。 SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應用在某種程度上可以減少逆變器的開關頻率,減小開關損耗,特別是以調壓為主的聯(lián)合應用,使單元逆變器的開關頻率降低到了3,大大低于一般SPWM逆變器,可以使用像GTO那樣的低速開關器件,為采用低速開關器件,制造調壓與消除諧波性能都比較好的高性能高效率逆變器創(chuàng)造力條件。 SPWM與多重疊加法的

30、聯(lián)合應用既適用于電壓型逆變器也適用于電流型逆變器;既可以用輸出變壓器的次級繞組串聯(lián)疊加,或直接串聯(lián)疊加,也可以用限流電抗器并聯(lián)疊加;既可以變幅疊加,也可以等幅疊加,疊加參數(shù)的計算用多重疊加法中的分組特性和余弦規(guī)律的方程式進行。SPWM與多重疊加法聯(lián)合應用的特點載波為全波三角波的SPWM逆變器的采樣有兩種方法:自然采樣法:由高頻載波三角波與正弦調制波的交點來自然地確定脈沖的采樣點和開關點,即自然采樣法的采樣點與開關點重合,采樣點不能預測。規(guī)則采樣法:在載波三角波的固定點對正弦波進行采樣,以確定脈沖的前沿和后沿時刻,而并不管此時是否發(fā)生正弦調制波與載波三角波相交。3.2.7 載波為全波三角波SPW

31、M逆變器的規(guī)則采樣法載波為全波三角波的自然采樣法bcsTbacsTacsTkTMTTkTMTTYMkXbYMkXatMccsin3sin12sin12sin112cos4422式變?yōu)榇肷鲜剑蓸狱c方程當將載波周期點:對點:對采樣點的方程式為:時波為對自然采樣法,當調制1)基波幅值與調制度M成正比,有利于調壓:2)高次諧波隨著載波比N與調制度M的增大而減小,有利于波形的正弦化,適合于N大于11的場合。當N小于11時,諧波成分增大,尤其是低次諧波成分增大,使鄰近頻譜瓣之間發(fā)成重疊,導致不同頻譜瓣諧波分量疊加。3)自然采樣法有一個很大的缺點,即在線計算脈沖寬度是一個超越方程,需要數(shù)值分析中的迭代方

32、法求解。自然采樣法的優(yōu)缺點所謂規(guī)則采樣法就是在載波三角波的固定點對正弦波進行采樣,以確定脈沖的前沿和后沿時刻,而并不管此時是否發(fā)生正弦調制波與載波三角波相交,由于規(guī)則采樣法的正弦調制波上的采樣點是預先選定的,僅僅在預先選定的等周期固定點上周期地采樣,采樣周期一般是載波三角波周期的一半,采樣點存儲在微機的內存中,當載波三角波的值達到這些采樣點的值時,就是開關點轉換時刻,也就是說采樣點與開關點不重合,采樣點是固定的,開關點是變化的,開關點轉換時刻可以利用簡單的三角函數(shù)在線地計算出來,這樣就滿足了微機全數(shù)字控制的要求。規(guī)則采樣法Browse SPWM規(guī)則采樣的原理為:正弦調制波在選定的采樣點的值 被

33、存儲在“采樣保持電路”中,此采樣法選定的采樣時刻為載波三角波的正峰值時刻,采樣周期為載波三角波周期的一半,而且在一個采樣周期 中保持恒定不變,這樣就得到了一個采樣保持式的梯形調制波B,取代了原來的正弦調制波A,利用梯形調制波B與載波三角波C的交點a和b來決定開關點轉換時刻 和 。1 Browse SPWM規(guī)則采樣法,1t,2t21 ttaTbTPkTMTPkTMTkPPkTtcsTbcsTaTtccccsin3sin1:, 2, 1, 00414121下面表示此時相對應的開關點由示為任意選定,用方程式表的前半周期中可以在第一個采樣周期采樣點的時刻在規(guī)則采樣中,第一個輸出電壓的基波分量方程式為:

34、由此式可知,輸出電壓的基波分量不再與調制度M和相位的余弦成正比了,而變成了與調制度M和載波比N成非線性函數(shù)的關系,當N增大時,基波分量趨于正弦;而當N較小,M較大時,采樣點P無論取在周期的起點(P=0)、1/4周期點,還是取在1/2周期點,規(guī)則采樣法輸出電壓的頻譜,都明顯的劣于自然采樣法。Browse SPWM規(guī)則采樣法逆變器的輸出電壓諧波分析tkTkMEusNkkNMkLcos1sin211211124)1(廣義規(guī)則采樣時,P點可以取0Tc/2中的任一值,也即采樣點可以取在前半采樣周期中正弦調制波上的任意一點(自然采樣點也在其中)。采樣點越趨近于自然采樣點,其輸出波形的頻譜特性越好,我們可以

35、找到兩個簡單的方法,使其既能接近自然采樣點而又容易計算,這樣是割線逼近法和切線逼近法。2 廣義規(guī)程采樣的割線逼近法與切線逼近法廣義規(guī)則采樣的原理tgTTkMTTtgTTkMTTccscbccsca41sin3441sin1411(1)利用割線法逼近時的開關點方程cscscscbcscscscacscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTTNTkTkMTkMTTTkTkMTkMTTcos41sin34cos41sin1415sin1sin41sin34sin1sin41sin141111時當(2)利用切線法逼近時的開關點方程cscscscbcscscscaTkTTkMTTTkT

36、TkMTTcos41sin34cos41sin1411這兩種廣義規(guī)則采樣法的開關動作時刻都是由載波三角波達到計算采樣點值的時刻來確定的。只不過是在經典的規(guī)則采樣中由于實際采樣點與計算采樣點重合,所以實際采樣點的值可以直接用來確定開關點,而在割線法與切線法中實際采樣點與計算采樣點不重合,所以需要先用實際采樣點的值算出計算采樣點的值后,再由此導出開關點,所以這兩種方法在不增加工作量的情況下拓展了規(guī)則采樣法,在計算難度增加不多的情況下,得到了二個更加接近于自然采樣點逼近法。從圖形上看,自然采樣點調制波是正弦波,Bowse規(guī)則采樣點調制波是階梯波,而割線逼近法和切線逼近法的調制波是由割線或切線組成的凸

37、多邊形正弦波,顯然,與梯形波相比,凸多邊形正弦波更接近于正弦波。兩種廣義規(guī)則采樣法的特點產生SPWM波形的控制電路有許多種,下面講述有代表性的三個例子:1)用比較器對調制波和載波進行比較,根據幅值的大小決定輸出狀態(tài),當載波比N足夠大時一般稱為諧波調制;2)用定時器或計數(shù)器對脈沖寬度持續(xù)計數(shù),此法雖然與第一種調制方法不同,但是都是通過調制波來決定脈沖寬度,從而得到和載波同步的脈沖列; 3)把預先規(guī)定的脈沖寬度存儲在ROM里,然后根據載波脈沖來輸出,脈沖模式的決定與調制波形無關,由載波同步得到所希望的脈沖寬度。模擬方法多用線性積分電路產生三角波,用文氏校振蕩器或RC振蕩器產生正弦波,然后通過比例放

38、大器控制其幅值。模擬方法用微型計算機程序控制,配合集成電路PWM調制器(如SLE4520集成塊),用最少的元器件可以直接獲得脈寬調制波。這種程控化、軟件化的方法經濟可靠。雖然技術問題還有待進一步開發(fā),但確有廣泛的發(fā)展前途。 這種方法介于模擬法和數(shù)字法之間。模擬法難以實現(xiàn)三角波與正弦波從同步,而且用的元器件多,有溫度漂移,可靠性差,目前已很少應用。數(shù)字模擬混合法吸收了數(shù)字電路的優(yōu)點:準確,可靠,容易實現(xiàn)同步,發(fā)展較快,電路所用元器件也是千變萬化的,其中查表法比較典型。查表法是將正弦波或三角波一個周期分割成許多等分,計算各分點的幅值,化整為16進制的數(shù)碼,依次存放在從0單元開始的EPROM存儲器中

39、,形成數(shù)據表格。一個計數(shù)器由給定的時鐘驅動計數(shù),在表格中依次查詢數(shù)據,同時把查到的數(shù)據送給CMOS數(shù)模轉換器。數(shù)字模擬混合法直流電壓利用率:當調制度M=1時,三相逆變器輸出線電壓的幅值與直流電源電壓E的比值。SPWM三相逆變器輸出電壓的幅值為 ,故其直流電壓利用率為 ,說明直流電壓利用率不高。這是SPWM逆變器的缺點之一。3.3 直流電壓利用率高的三相同步式PWM逆變器23ME1866. 023EESPWM三相逆變器的直流電壓利用率只有0.866,直流電壓沒有得到充分利用,其原因是一相電壓的峰值和它相電壓的反峰值之間有60的相位差。解決這個問題的方法之一是使輸出線電壓在保持正弦的條件下,使調制

40、波畸變。具體做法是使各相波形在半個周期內有60固定在正或負擔飽和點,以對其它兩相進行控制,使線電壓為正弦波。這種方式是在三相半波的三個橋臂中,使一個橋臂的通斷狀態(tài)固定不變,只調節(jié)其它兩個橋臂,因此稱這種調節(jié)方式為兩橋臂調制或兩相調制。3.3.1 兩相(或兩橋臂)調制的三相PWM逆變器同步式SPWM逆變器中,采用正弦波與三角波進行比較的三相逆變器,逆變器的開關轉換時間由負載相電壓正弦波和載波三角波的交點決定。在實際應用中,負載往往沒有中性點,因此所需要的自由度就少了一個,這時如果采用線電壓控制自由度就夠了,并且還多出一個自由度。適當?shù)乩眠@個多出的自由度,可以得出特性更好的PWM調制法。目前在實際應用的設備中,采用線電壓控制的產品逐漸在增多,通常把這種控制方式稱為線電壓控制方式,與其相對應,把采用相電壓控制者稱為相電壓控制方式。3.3.2 線電壓控制的三相PWM逆變器(兩相馬鞍形PWM逆變器)相電壓控制方式下,如果給相電壓同時都疊加上一個任意電壓時,線電壓也不會發(fā)生波形失真的情況,這個疊加電壓可以采用任意形式,但原則上其頻率應是基波頻率的三倍比較合適。1)每一時刻只有兩相受到調制,故稱為兩相鞍形

溫馨提示

  • 1. 本站所有資源如無特殊說明,都需要本地電腦安裝OFFICE2007和PDF閱讀器。圖紙軟件為CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.壓縮文件請下載最新的WinRAR軟件解壓。
  • 2. 本站的文檔不包含任何第三方提供的附件圖紙等,如果需要附件,請聯(lián)系上傳者。文件的所有權益歸上傳用戶所有。
  • 3. 本站RAR壓縮包中若帶圖紙,網頁內容里面會有圖紙預覽,若沒有圖紙預覽就沒有圖紙。
  • 4. 未經權益所有人同意不得將文件中的內容挪作商業(yè)或盈利用途。
  • 5. 人人文庫網僅提供信息存儲空間,僅對用戶上傳內容的表現(xiàn)方式做保護處理,對用戶上傳分享的文檔內容本身不做任何修改或編輯,并不能對任何下載內容負責。
  • 6. 下載文件中如有侵權或不適當內容,請與我們聯(lián)系,我們立即糾正。
  • 7. 本站不保證下載資源的準確性、安全性和完整性, 同時也不承擔用戶因使用這些下載資源對自己和他人造成任何形式的傷害或損失。

最新文檔

評論

0/150

提交評論