有源鉗位正激變化器的工作原理

1、第2章 有源箝位正激變換器的工作原理2.1有源箝位正激變換器拓撲的選擇單端正激變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、本錢低廉、輸入輸出電氣隔 離、易于多路輸出等優(yōu)點，因而被廣泛應(yīng)用在中小功率變換場合。但是它有 一個固有缺點：在主開關(guān)管關(guān)斷期間，必須附加一個復(fù)位電路，以實現(xiàn)高頻 變壓器的磁復(fù)位，防止變壓器磁芯飽和36。傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)包括采用第 三個復(fù)位繞組技術(shù)、無損的LCD箝位技術(shù)以及RCD箝位技術(shù)。這三種復(fù)位 技術(shù)雖然都有一定的優(yōu)點，但是同時也存在一些缺陷37-39。(1)第三復(fù)位繞組技術(shù)采用第三個復(fù)位繞組技術(shù)正激變換器的優(yōu)點是技術(shù)比擬成熟，變壓器能量能夠回饋給電網(wǎng)。它存在的缺點是：第三復(fù)位繞組使得

2、變壓器的設(shè)計和制作比擬復(fù)雜；變壓器磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，因而利用率較低；原邊主開關(guān)管承受的電壓應(yīng) 力很大。(2) RCD箝位技術(shù) 采用RCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點是電路結(jié)構(gòu) 比擬簡單，本錢低廉。它存在的缺點是：在磁復(fù)位過程中，磁化能量大局部都消耗在箝位網(wǎng)絡(luò) 中，因而效率較低；磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，磁芯利用率較低。(3) LCD箝位技術(shù)采用無損的LCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點是磁 場能量能夠全部回饋給電網(wǎng)，效率較高。它存在的缺點是：在磁復(fù)位過程中，箝位網(wǎng)絡(luò)的諧振電流峰值較大，增 加了開關(guān)管的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗，因而效率較低；磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化， 磁芯利用率較低。而有源箝位正激變換器是在傳統(tǒng)的

3、正激式變換器的根底上，增加了由箝位電容和箝位開關(guān)管申聯(lián)構(gòu)成的有源箝位支路， 雖然與傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)相 比，有源箝位磁復(fù)位技術(shù)增加了一個箝位開關(guān)管， 提高了變換器的本錢，但 是有源箝位磁復(fù)位技術(shù)有以下幾個優(yōu)點：(1)有源箝位正激變換器的占空比可以大于0.5,使得變壓器的原副邊匝燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文14比變大，從而可以有效地減少原邊的導(dǎo)通損耗；(2)在變壓器磁復(fù)位過程中，寄生元件中存儲的能量可以回饋到電網(wǎng)，有利丁變換器效率的提高；(3)變壓器磁芯雙向?qū)ΨQ磁化，工作在B-H回線的第一、三象限，因而 有利丁提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激變換器的變壓器原邊上的電壓是是有規(guī)律的方波，能 夠為副

4、邊同步整流管提供有效、簡單的自驅(qū)動電壓信號，因而大大降低了同 步整流電路的復(fù)雜度。圖 2-2高邊有源箝位電路Fig. 2-2 High-Sideactiveclampcircuit圖 2-1低邊有源箝位電路Fig. 2-1 Low-SideactiveclampcircuitN1:N2VT3T圖2-1和圖2-2是兩種有源箝位正激變換器電路，這兩種電路雖然看上去非常相似，但在工作細節(jié)的具體實現(xiàn)上還是存在著不少差異40。本設(shè)計采用的是如圖2-1所示的低邊箝位電路。在此對這兩種電路的不同點做一個 簡要的分析。(1)箝位電路的構(gòu)成如圖2-1所示的有源箝位電路由一個P溝道功率MOSFET和一個箝位電容申

5、聯(lián)組成，并聯(lián)在主功率開關(guān)管的兩端，一般稱 之為低邊箝位電路。如圖2-2所示的有源箝位電路由一個N溝道功率MOSFET和一個箝位電容申聯(lián)組成，并聯(lián)在變壓器的兩端，稱之為高邊箝 位電路。這兩種電路之所以選用的功率MOSFET的溝道不同，主要是因為其內(nèi)部體二極管的導(dǎo)通方向不同。對丁相同的電壓和相同的模片區(qū)域，P溝道功率MOSFET比N溝道功率MOSFET的通態(tài)電阻要更高，通態(tài)損耗要更大, 而且價格也要更貴。(2)箝位電容上的電壓忽略電路中漏感的影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞組兩端伏秒積平衡的原理，可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達式 為：由式(2-1)可知，VC的表達式和升壓式(Boost)變換器的輸

6、出電壓表達式一 樣，因而圖2-1所示的電路乂稱為升壓式箝位電路。同理，可以得到高邊箝位電路中箝位電容電壓：由式(2-2)可知，VC的表達式和反激(Flyback)變換器的輸出電壓表達式一 樣，因而圖2-2所示的電路乂稱為反激式箝位電路。(3)柵極驅(qū)動的實現(xiàn)方法箝位電路選擇的不同， 對箝位開關(guān)管的柵極驅(qū)動的要求也就不同。Vc =Vin(2-1)Vc =DVin(2-2)燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文16對丁高邊箝位電路中的箝位開關(guān)管的驅(qū)動來說， 箝位開關(guān)管VT2要采 用浮驅(qū)動，因而需要通過高邊柵驅(qū)動電路或一個專用的門極驅(qū)動變壓器來實現(xiàn)。而低邊箝位電路的箝位開關(guān)管為P型管，那么對于它的驅(qū)動來說，只需 要

7、由一個電阻、一個電容和一個二極管組成電平位移電路即可實現(xiàn)。相對于低邊箝位電路中的箝位開關(guān)管的驅(qū)動設(shè)計來說， 高邊箝位電路中的箝位開關(guān) 管的驅(qū)動相當麻煩而且本錢也較高。關(guān)于箝位開關(guān)管柵驅(qū)動的具體設(shè)計方法 將在以后的意節(jié)中進行詳細地論述。本課題選用的是低邊箝位電路,主要因為它的箝位開關(guān)管的驅(qū)動電路相 對簡單，不需要外加驅(qū)動變壓器。此外，許多半導(dǎo)體公司已經(jīng)專門針對這種 變換器開發(fā)出了一系列的P溝道功率MOSFET,因而在選取器件時已經(jīng)沒 有了很大的限制。2.2有源箝位正激變換器的工作原理基于上面的分析,本文采用的是低邊箝位電路,其主電路拓撲結(jié)構(gòu)如上 圖2-1所示。在圖2-1所示電路中,V為主功率開關(guān)

8、管，箝位電容Cc和箝 位開關(guān)管VT2申聯(lián)構(gòu)成有源箝位支路，并聯(lián)在主功率開關(guān)管VTi兩端。Lm為 勵磁電感，Lr為變壓器漏感和外加電感之和。Cr為主功率管VT1、箝位開關(guān)管VT2的輸出電容和變壓器繞組的寄生電容之和。變壓器的副邊由VT3、VT4構(gòu)成自驅(qū)動的同步整流電路，以減小開關(guān)的損耗，提高變換器的效率。Lo為輸出濾波電感，C。為輸出濾波電容。為了簡化分析過程，在分析電路之前先做如下的假設(shè)：(1)所有功率開關(guān)器件都是理想的。(2)箝位電容遠大于諧振電容Cr。(3)輸出濾波電感Lo足夠大，那么其上的輸出電流不變，可以認為是一個 恒流源，同理，輸出濾波電容Co足夠大，那么其上的輸出電壓不變，為一個

9、恒壓源。諧振電感Lr遠小于勵磁電感Lm。(5)變壓器的初級繞組和次級繞組的匝比為n=Ni：N2。(6)為了使主管能完全實現(xiàn)ZVS開通，諧振電感存儲的磁場能大于寄生 電容存儲的電場能有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形如下列圖2-3所示。圖 2-3有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形Fig. 2-3 Waveforms ofactiveclamp forward converter燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文18圖2-1所示電路在一個開關(guān)周期中可分為10個工作模式，其工作過程 如下：(1)工作模式1(toti)在t=t。時刻，同步整流管的體二極管D3、D4換 流結(jié)束，同步整流管VT3導(dǎo)通，輸入能量通過變壓器

10、和整流管VT3傳送到輸 出負載。因為此前VT3的寄生二極管D3處丁導(dǎo)通狀態(tài)，因此整流管VT3實現(xiàn) 了零電壓開通。在該工作階段內(nèi)，諧振電感Lr和變壓器原邊勵磁電感Lm上 的電流在輸入電壓Vin作用下線性增長，這一時間段的等效電路拓撲如圖2-4所示：在這段時間內(nèi)有:ViniLmtfiLm+LriLrt =IoL L t f t 次t-t。LnLm+Lr在七=&時刻，主功率開關(guān)管VT1上的驅(qū)動信號消失，VT1關(guān)斷，該工作 階段結(jié)束。這個時間段的長度由變換器的占空比決定。(2)工作模式2(t1t2)在t=t1時刻，主功率開關(guān)管V關(guān)斷，在諧振電 容Cr的作用下，主功率管漏源兩端的電壓開始緩慢上升

11、， 因而VT1實現(xiàn)了零 電壓關(guān)斷。因為變壓器副邊電壓Vm/nVg?th*然成立，所以副邊同步整流(2-3)R圖 2-4工作模式 1Fig. 2-4 State 1(tot)管VT3仍然導(dǎo)通，輸出電流通過整流管VT3。在該工作階段內(nèi)，諧振電容C、 諧振電感Lr和勵磁電感Lm一起處丁諧振狀態(tài)，這一時間段等效電路拓撲如 圖2-5所示：在這一時間段內(nèi)有:iLrt i = iLrt cost-1，蟲sint-t一ZI-(2-4)Ucrt =Vin, 11-cos|tf)L t “ 乙 sint -1因為諧振電容Cr很小，諧振電路的特征阻抗 乙很大，所以諧振電容Cr兩端的電壓能迅速增長，因此上式可改寫為：

12、hrt ： L &，1 t - & = i t- &Z1LmLr.+(2-5)riLrt1UcrtFrt乙It一&t一&Cr在該階段內(nèi)變壓器原邊繞組上的電壓逐漸減小:為諧振電路的角頻率Lm+Lr。圖 2-5工作模式 2Fig. 2-5 State 2(t1t2)為諧振電路的特征阻抗燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文20到t=t3時刻，諧振電容Cr上的電壓諧振到Ucr=Uc(t),該諧振階段結(jié) 束。從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為輸出電流經(jīng)過的 是相對VmtVin-VcrtVin-當t=t2時刻， 變壓器兩端的電壓下降到 工作過程結(jié)束。告tfCr0V

13、,即：Vm=0, Ucr=Vn,該(2-6)(3)工作模式3(t2t3)在t=t2時刻，副邊同步整流管的寄生二極管D3和D4開始進行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V，那么此時變壓器原邊激磁 電流iLm=iLm(t2)保持不變。在該工作階段內(nèi)，諧振電容Cr和諧振電感Lr一 起處丁諧振狀態(tài)，這一時間段等效電路拓撲如圖2-6所示，那么在這一時間段內(nèi)有：元t=元t?C0S|：2t - t?Ucrt=褊iLrt?Z?Sin比tf(2-7)式中:Z2餌為諧振電路的特征阻抗1，為偕振電路的角頻率Lr。R圖 2-6工作模式 3Fig. 2-6 State 3(t2t3)燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文22高導(dǎo)電阻的同

14、步整流管的體二極管D3和D4。(4)工作模式4 (t3t4)在t=t3時刻，箝位開關(guān)管VT2的寄生二極管D2導(dǎo)通，該工作階段內(nèi)，激磁電流iLm=iLm(t2M呆持不變，(B+G )和諧振電感Lr一起進行諧振，變壓器進入磁復(fù)位過程，因為電流玲是正向的，在這個階段可以給箝位管VT2以導(dǎo)通信號，從而使VT2實現(xiàn)零電壓開通。這一時間 段等效電路拓撲如圖2-7所示：圖 2-7工作模式 4Fig. 2-7 State 1仕七4)在這一時間段內(nèi)有：Vint0iLr t=七3 “ cos | % t -t-“ sin | % t-t3-Z3-(2-8)Ucrt =ViniLr七3 Z3Sin住鄉(xiāng)七七廠牌阮t0

15、 - COS住瑚t-七3式中：Z4 =為諧振電路的特征阻抗-Cc+Cr1. .4 =：為偕振電路的偕振角頻率一Lr* Cc+Cr當t =t4時刻，諧振電感上的電流為：再=伉)，此時D3上的電流降為0,而D4上的電流那么上升為負載電流，體二極管D3、D4換流完成，該諧 振階段結(jié)束。從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該階段內(nèi)，原 邊電流和副邊電流，都是通過相對高導(dǎo)電阻的寄生二極管， 而不是低導(dǎo)電阻 的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗的增加。(5)工作模式5(t4t5)當t=t4時刻，副邊同步整流管的體二極管D3、D4換流結(jié)束，變壓器原邊電壓升高，變壓器的副邊電壓也隨之升高。當副邊電

16、壓大丁同步整流管VT4的門極驅(qū)動電壓時，VT4導(dǎo)通。因為此前是它的 寄生二極管D3導(dǎo)通，因而整流管VT4實現(xiàn)了零電壓開通。在該階段內(nèi)，箝 位電容Cc和諧振電容Cr與激磁電感Lm和漏電感Lr一起處丁諧振狀態(tài)，這一 時間段等效電路拓撲如圖2-8所示：在這一時間段內(nèi)有：Mn- VCtqiLrt ：=lLr七4 COS冬t -1- Sin t- 七4-Z4-(2-9)Ucrt =V - iLr七4 Z4Sin住以時腿七4- 褊- COS t- 七4式中：zjL為諧振電路的特征阻抗R圖 2-8工作模式 5Fig. 2-8 State 5(t4t5)燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文24-Cc+Cr14為偕振電路的

17、偕振角頻率0,Lr+Lm* Cc+Cr當t=t5時刻，諧振電感上的電流諧振到0,即：再=0,箝位電容上的電壓到達最大值，該諧振過程結(jié)束。(6)工作模式6(t5t6)當t=t5時刻，諧振電感上的電流諧振到0,在該 工作階段，箝位電容和諧振電容(Cc+Cr)和激磁電感和漏電感(Lr+Lm)一起 處丁諧振狀態(tài)。電容(Cc+Cr )將其儲存的能量回饋到輸入端；副邊輸出電流 繼續(xù)流過具有低導(dǎo)電阻的整流管VT4。這一時間段等效電路拓撲如圖2-9所 示：在這一時間段內(nèi)有：Vin-VCt5h_rt = - Sin仲5t -t5Z5-Ucrt M牌庇t5- V. COS t - ts式中：ZJL諧振電路的特征阻

18、抗.Cc+Cr51為諧1振電路的諧1振角頻率當t =t6時刻，箝位開關(guān)管VT2的驅(qū)動脈沖消失，VT2關(guān)斷，該諧振工作 階段結(jié)束。(7)工作模式7(t6t7)在t=t6時刻，箝位開關(guān)管VT2上的驅(qū)動脈沖消 失，由丁其結(jié)電容的存在，VT2漏源兩端的電壓是緩慢上升，因此箝位開關(guān)管VT2實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。由丁副邊耦合電壓Vm/n?Vgw、仍然成立，因此副gs(2-10)圖 2-9工作模式 6Fig. 2-9 State 6(t5t6)燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文26邊輸出電流仍然通過具有低導(dǎo)電阻的同步整流管VT4。在該階段內(nèi)，變壓器原邊勵磁電感Lm、諧振電感匚和諧振電容Cr一起處丁諧振狀態(tài)，繼續(xù)對變 壓器

19、進行磁復(fù)位，諧振電容Cr將其存儲的能量反應(yīng)回輸入端。這一時間段 等效電路拓撲如圖2-10所示：圖 2-10工作模式 7Fig. 2-10 State 7t6t7在這一時間段內(nèi)有：iLrt i=iLrt& COSt 6 :笆訥希t一t&-Z6-(2-11)Ucrt=* frt&“ Z&Sint -1&牌恤七6“ COSt - t&式中：Z諧振電路的特征阻抗1. .4二為偕振電路的偕振角頻率.Lf *Cc在t =t7時刻，Vm(t )=0,Vcr(t )=Vn，該工作過程結(jié)束。(8)工作模式8(t7t8)在t=t7時刻，諧振電容兩端的電壓諧振到輸入電

20、壓，即：Vm(t )=0乂 )=褊，副邊同步整流管的體二極管D3和D4開始進 行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V。在該階段內(nèi)，諧振電感Lr和諧振電 容G一起處丁諧振狀態(tài)，將其存儲的能量反應(yīng)回輸入端，這一時間段等效 電路拓撲如圖2-11所示，在這一時間段內(nèi)有：Lrt=、t7- C07tt7Ucrt=褊iLrt?Z7Sin|：%t - t?式中：Z2= jg為諧振電路的特征阻抗1s = i為偕振電路的角頻率Lr*Cr當t =t8時刻，Cr上的電壓諧振到0V,即：ucr=0,該諧振過程結(jié)束。從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為輸出電流經(jīng)過的 是相對高導(dǎo)電阻的同步整流管的體內(nèi)寄生二極管D3

21、和D4。(9)工作模式9(t8t9)在t =t8時刻，Ucr(t )=0 ,原邊電流經(jīng)過主功率開 關(guān)管VT的體二極管D，因為同步整流管的體二極管D3、D4仍在換流，變 壓器原副邊的電壓都被箝位在0V,所以ULr(t)=Vin,即：諧振電感上的電 壓等丁Vin。這一時間段等效電路拓撲如圖2-12所示。在這一時間段內(nèi)有：ViLrt tT9iLrt(2-13)Lr(2-12)R圖 2-11 工作模式 8Fig. 2-11 State 8(t7t8)燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文28在t=t9時刻，給主功率管VTi以導(dǎo)通信號，V導(dǎo)通，該工作階段結(jié)束, 因為此前是它的寄生二極管Di導(dǎo)通，所以主管VTi實現(xiàn)了零

22、電壓開通。圖 2-12 工作模式 9Fig. 2-12 State 9(t8t9)從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該階段，不管 是原邊電流，還是副邊電流，都是通過相對高導(dǎo)電阻的寄生二極管， 而不是 低導(dǎo)電阻的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗損耗的增加。(10)工作模式1O(t9tio)在t=t9時刻，主功率管VTi導(dǎo)通，在這一階 段，同步整流管的體二極管D3、D4繼續(xù)換流，將變壓器的原邊電壓箝位為0V,因此ULr(t) = Vin，即諧振電感上的電壓等丁Vin。這一時間段等效電路 拓撲如圖2-13所示，那么在這一時間段內(nèi)有：ViniLrt=工t f iLrtg(2-14)Lr

23、直到t =to時刻，副邊寄生二極管D3、D4換流結(jié)束，該諧振階段結(jié)束R圖 2-13 工作模式 10燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文30Fig. 2-13 State 10(t9t1o)從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該工作階段，輸出電流經(jīng)過的是具有相對高導(dǎo)通電阻的寄生二極管D3、04,導(dǎo)通損耗較大。2.3主功率開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通的條件分析通過上節(jié)對變換器工作過程的分析， 可知：箝位開關(guān)管VT2能夠通過它 的寄生體二極管實現(xiàn)ZVS開通， 而主功率管V必須通過對電路進行合理 設(shè)計才能實現(xiàn)ZVS開通。以下將分析主功率開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通的條件。(1)寄生元件的設(shè)定 主功率開關(guān)管能否實現(xiàn)Z

24、VS開通，關(guān)鍵取決丁在 它導(dǎo)通之前的工作階段，即上節(jié)介紹的工作模式8,在該工作階段的初始時 刻，即t =t7時刻，Vm(t )=0乂=Vin,副邊同步整流管的體二極管03和D4進 行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V,在該階段，諧振電感 J 和諧振電容G一起處丁諧振狀態(tài)，諧振電容G將其存儲的能量反應(yīng)回輸入端。為了實現(xiàn)主功率開關(guān)管ZVS開通，主功率管的漏源電壓兩端的必須在 它開通之前能夠降至0V,那么需要滿足條件：諧振電感Lr存儲的能量必須大 丁諧振電容G存儲的能量，即：Lr1LmMAX- 2CrVin MAX式中：ILm(MAX戶勵磁電流的最大值；Vin(MAX戶輸入電壓的最大值。(2)死區(qū)時間

25、的設(shè)定為了使主功率開關(guān)管V和箝位開關(guān)管VT2順利實現(xiàn)諧振，必須在它們的驅(qū)動脈沖之間參加一定的死區(qū)時間。圖 2-14 死區(qū)時間的設(shè)定Fig. 2-14 The design of dead time如圖2-14所示，At1是主功率管V、箝位開關(guān)管VT2驅(qū)動脈沖之間的 死區(qū)時間。為了使主功率管VTi實現(xiàn)ZVS開通，At1應(yīng)該取足夠大。在實際 工程設(shè)計中，At1(2-15)VGSVGS(VT2)VGS(VT1)最好設(shè)計在諧振周期的1/4左右。因為這樣不僅能保證諧 振電容Cr上的的電壓諧振到零，而且能保證在諧振電感Lr上的電流反向的 時候開通主功率管VTi,從而確保主管VTi實現(xiàn)ZVS開通。2兀jLr

26、Cr=t1 (2-16)2.4基于Pspice的電路仿真為了驗證上一節(jié)對有源箝位正激變換器穩(wěn)態(tài)運行時理論分析的正確性， 采用Pspice仿真軟件，對有源箝位正激變換器進行了仿真。仿真結(jié)果如圖2-15到2-22所示。15.9VFig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch20V10.0VVGS(VT1)0V-10.0VVGS(VT2)-15.6V191.3us192.0US202.0us圖 2-15主開關(guān)管和箝位開關(guān)管的驅(qū)動信號燕山大學(xué)工學(xué)碩士學(xué)位論文32圖 2-16 主開關(guān)管驅(qū)動 GS 及 DS 波形圖 2-17 箝位開關(guān)管

27、驅(qū)動 GS 及 DS 波形Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch如圖2-15所示：通道一為主功率管VT1的驅(qū)動脈沖，通道二為箝位開關(guān) 管VT2的驅(qū)動脈沖。 從圖中可以看出， 這兩路驅(qū)動脈沖之間有一段死區(qū)時間，在這段時間內(nèi)，變換器原邊的寄生參數(shù)能夠順利諧振，從而保證主功率管VT1和箝位開關(guān)管VT2實現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷。如圖2-16所示：通道一為主功率管的GS波形，通道二為主功率管VTI的DS波形。從圖中可以看出，在主功率管VTI的驅(qū)動脈沖到來之前，DS兩端的電壓已經(jīng)降為零，因而主功率管VT,實現(xiàn)了零電壓開通；在GS兩 端電壓下降到零之前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而主功率管VT實 現(xiàn)開關(guān)管零電壓關(guān)斷。如圖2-17所示：通道一為箝位開關(guān)管VT2的GS兩端波形，通道二為箝 位開關(guān)管的DS兩端波形。從圖中可以看出，在其GS兩端電壓下降到零之 前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而箝位開關(guān)管VT2實現(xiàn)開關(guān)管零電壓 關(guān)斷；在箝位開關(guān)管VT2的驅(qū)動脈沖到來之前，其DS兩端的電壓已經(jīng)降為 零，因而箝位開關(guān)管VT2實現(xiàn)了零電壓開通。如圖2-18所示為