功率場效應晶體管(MOSFET)原理

1、功率場效應晶體管(MOSFET)原理功率場效應管(Power MOSFET)也叫電力場效應晶體管，是一種單極型的電壓控制器件，不但有自關斷能力,而且有驅動功率小,開關速度高、無二次擊穿、安全工作區(qū)寬等特點。由于其易于驅動和開關頻率可高達500kHz，特別適于高頻化電力電子裝置，如應用于DC/DC變換、開關電源、便攜式電子設備、航空航天以及汽車等電子電器設備中。但因為其電流、熱容量小，耐壓低，一般只適用于小功率電力電子裝置。一、電力場效應管的結構和工作原理電力場效應晶體管種類和結構有許多種，按導電溝道可分為P溝道和N溝道，同時又有耗盡型和增強型之分。在電力電子裝置中，主要應用N溝道增強型。電力場

2、效應晶體管導電機理與小功率絕緣柵MOS管相同，但結構有很大區(qū)別。小功率絕緣柵MOS管是一次擴散形成的器件，導電溝道平行于芯片表面，橫向導電。電力場效應晶體管大多采用垂直導電結構，提高了器件的耐電壓和耐電流的能力。按垂直導電結構的不同，又可分為2種：V形槽VVMOSFET和雙擴散VDMOSFET。電力場效應晶體管采用多單元集成結構，一個器件由成千上萬個小的MOSFET組成。N溝道增強型雙擴散電力場效應晶體管一個單元的部面圖，如圖1(a)所示。電氣符號，如圖1(b)所示。電力場效應晶體管有3個端子：漏極D、源極S和柵極G。當漏極接電源正，源極接電源負時，柵極和源極之間電壓為0，溝道不導電，管子處于

3、截止。如果在柵極和源極之間加一正向電壓UGS，并且使UGS大于或等于管子的開啟電壓UT，則管子開通，在漏、源極間流過電流ID。UGS超過UT越大，導電能力越強，漏極電流越大。二、電力場效應管的靜態(tài)特性和主要參數Power MOSFET靜態(tài)特性主要指輸出特性和轉移特性，與靜態(tài)特性對應的主要參數有漏極擊穿電壓、漏極額定電壓、漏極額定電流和柵極開啟電壓等。分頁1、 靜態(tài)特性（1） 輸出特性輸出特性即是漏極的伏安特性。特性曲線，如圖2(b)所示。由圖所見，輸出特性分為截止、飽和與非飽和3個區(qū)域。這里飽和、非飽和的概念與GTR不同。飽和是指漏極電流ID不隨漏源電壓UDS的增加而增加，也就是基本保持不變；

4、非飽和是指地UCS一定時，ID隨UDS增加呈線性關系變化。（2） 轉移特性轉移特性表示漏極電流ID與柵源之間電壓UGS的轉移特性關系曲線，如圖2(a)所示。轉移特性可表示出器件的放大能力，并且是與GTR中的電流增益相似。由于Power MOSFET是壓控器件，因此用跨導這一參數來表示。跨導定義為                          （

5、1）圖中UT為開啟電壓，只有當UGS=UT時才會出現導電溝道，產生漏極電流ID。2、  主要參數（1）       漏極擊穿電壓BUDBUD是不使器件擊穿的極限參數，它大于漏極電壓額定值。BUD隨結溫的升高而升高，這點正好與GTR和GTO相反。（2）       漏極額定電壓UDUD是器件的標稱額定值。（3）       漏極電流ID和IDMID是漏極直流電流的額定參數；IDM是漏極脈沖電流幅值。（4）&#

6、160;      柵極開啟電壓UTUT又稱閥值電壓，是開通Power MOSFET的柵-源電壓，它為轉移特性的特性曲線與橫軸的交點。施加的柵源電壓不能太大，否則將擊穿器件。（5）       跨導gmgm是表征Power MOSFET 柵極控制能力的參數。分頁三、電力場效應管的動態(tài)特性和主要參數1、  動態(tài)特性動態(tài)特性主要描述輸入量與輸出量之間的時間關系，它影響器件的開關過程。由于該器件為單極型，靠多數載流子導電，因此開關速度快、時間短，一般在納秒數量級。Power MOS

7、FET的動態(tài)特性。如圖3所示。Power MOSFET 的動態(tài)特性用圖3(a)電路測試。圖中，up為矩形脈沖電壓信號源；RS為信號源內阻；RG為柵極電阻；RL為漏極負載電阻；RF用以檢測漏極電流。Power MOSFET 的開關過程波形，如圖3(b)所示。Power MOSFET 的開通過程：由于Power MOSFET 有輸入電容，因此當脈沖電壓up的上升沿到來時，輸入電容有一個充電過程，柵極電壓uGS按指數曲線上升。當uGS上升到開啟電壓UT時，開始形成導電溝道并出現漏極電流iD。從up前沿時刻到uGS=UT，且開始出現iD的時刻，這段時間稱為開通延時時間td(on)。此后，iD隨uGS的

8、上升而上升，uGS從開啟電壓UT上升到Power MOSFET臨近飽和區(qū)的柵極電壓uGSP這段時間，稱為上升時間tr。這樣Power MOSFET的開通時間ton=td(on)+tr      (2)Power MOSFET的關斷過程：當up信號電壓下降到0時，柵極輸入電容上儲存的電荷通過電阻RS和RG放電，使柵極電壓按指數曲線下降，當下降到uGSP 繼續(xù)下降，iD才開始減小，這段時間稱為關斷延時時間td(off)。此后，輸入電容繼續(xù)放電，uGS繼續(xù)下降，iD也繼續(xù)下降，到uGS< SPAN>T時導電溝道消失，iD=0，這段時間稱為

9、下降時間tf。這樣Power MOSFET 的關斷時間toff=td(off)+tf      (3)從上述分析可知，要提高器件的開關速度，則必須減小開關時間。在輸入電容一定的情況下，可以通過降低驅動電路的內阻RS來加快開關速度。電力場效應管晶體管是壓控器件，在靜態(tài)時幾乎不輸入電流。但在開關過程中，需要對輸入電容進行充放電，故仍需要一定的驅動功率。工作速度越快，需要的驅動功率越大。分頁2、  動態(tài)參數（1） 極間電容Power MOSFET的3個極之間分別存在極間電容CGS，CGD，CDS。通常生產廠家提供的是漏源極斷路時的輸入電容C

10、iSS、共源極輸出電容CoSS、反向轉移電容CrSS。它們之間的關系為CiSS=CGS+CGD      (4)CoSS=CGD+CDS      (5)CrSS=CGD          (6)前面提到的輸入電容可近似地用CiSS來代替。（2） 漏源電壓上升率器件的動態(tài)特性還受漏源電壓上升率的限制，過高的du/dt可能導致電路性能變差，甚至引起器件損壞。四、電力場效應管的安全工作區(qū)1、  正向偏

11、置安全工作區(qū)正向偏置安全工作區(qū)，如圖4所示。它是由最大漏源電壓極限線I、最大漏極電流極限線、漏源通態(tài)電阻線和最大功耗限制線，4條邊界極限所包圍的區(qū)域。圖中示出了4種情況：直流DC，脈寬10ms，1ms,10s。它與GTR安全工作區(qū)比有2個明顯的區(qū)別：因無二次擊穿問題，所以不存在二次擊穿功率PSB限制線；因為它通態(tài)電阻較大，導通功耗也較大，所以不僅受最大漏極電流的限制，而且還受通態(tài)電阻的限制。2、  開關安全工作區(qū)開關安全工作區(qū)為器件工作的極限范圍，如圖5所示。它是由最大峰值電流IDM、最小漏極擊穿電壓BUDS和最大結溫TJM決定的，超出該區(qū)域，器件將損壞。3、  轉換安全工

12、作區(qū)因電力場效應管工作頻率高，經常處于轉換過程中，而器件中又存在寄生等效二極管，它影響到管子的轉換問題。為限制寄生二極管的反向恢復電荷的數值，有時還需定義轉換安全工作區(qū)。器件在實際應用中，安全工作區(qū)應留有一定的富裕度。五、電力場效應管的驅動和保護1、  電力場效應管的驅動電路電力場效應管是單極型壓控器件，開關速度快。但存在極間電容，器件功率越大，極間電容也越大。為提高其開關速度，要求驅動電路必須有足夠高的輸出電壓、較高的電壓上升率、較小的輸出電阻。另外，還需要一定的柵極驅動電流。開通時，柵極電流可由下式計算：IGon=CiSSuGS/tr=(GGS+CGD)uGS/ t r 

13、;    (7)關斷時，柵極電流由下式計算：IGoff=CGDuDS/tf                       (8)式（7）是選取開通驅動元件的主要依據，式（8）是選取關斷驅動元件的主要依據。為了滿足對電力場效應管驅動信號的要求，一般采用雙電源供電，其輸出與器件之間可采用直接耦合或隔離器耦合。電力場效應管的一種分立元件驅電路，如圖6所示。

14、電路由輸入光電隔離和信號放大兩部分組成。當輸入信號ui 為0時，光電耦合器截止，運算放大器A輸出低電平，三極管V3導通，驅動電路約輸出負20V驅動電壓，使電力場效應管關斷。當輸入信號ui為正時，光耦導通，運放A輸出高電平，三極管V2導通，驅動電路約輸出正20V電壓，使電力場效應管開通。分頁MOSFET的集成驅動電路種類很多，下面簡單介紹其中幾種：IR2130是美國生產的28引腳集成驅動電路，可以驅動電壓不高于600V電路中的MOSFET，內含過電流、過電壓和欠電壓等保護，輸出可以直接驅動6個MOSFET或IGBT。單電源供電，最大20V。廣泛應用于三相MOSFET和IGBT的逆變器控制中。IR

15、2237/2137是美國生產的集成驅動電路，可以驅動600V及1200V線路的MOSFET。其保護性能和抑制電磁干擾能力更強，并具有軟啟動功能，采用三相柵極驅動器集成電路，能在線間短路及接地故障時，利用軟停機功能抑制短路造成過高峰值電壓。利用非飽和檢測技術，可以感應出高端MOSFET和IGBT的短路狀態(tài)。此外，內部的軟停機功能，經過三相同步處理，即使發(fā)生因短路引起的快速電流斷開現象，也不會出現過高的瞬變浪涌過電壓，同時配有多種集成電路保護功能。當發(fā)生故障時，可以輸出故障信號。TLP250是日本生產的雙列直插8引腳集成驅動電路，內含一個光發(fā)射二極管和一個集成光探測器，具有輸入、輸出隔離，開關時間

16、短，輸入電流小、輸出電流大等特點。適用于驅動MOSFET或IGBT。2、  電力場效應管的保護措施電力場效應管的絕緣層易被擊穿是它的致命弱點，柵源電壓一般不得超過±20V。因此，在應用時必須采用相應的保護措施。通常有以下幾種：（1） 防靜電擊穿電力場效應管最大的優(yōu)點是有極高的輸入阻抗，因此在靜電較強的場合易被靜電擊穿。為此，應注意：     儲存時，應放在具有屏蔽性能的容器中，取用時工作人員要通過腕帶良好接地；     在器件接入電路時，工作臺和烙鐵必須良好接地，且烙鐵斷電焊接； &#

17、160;   測試器件時，儀器和工作臺都必須良好接地。（2） 防偶然性震蕩損壞當輸入電路某些參數不合適時，可能引志震蕩而造成器件損壞。為此，可在柵極輸入電路中串入電阻。（3） 防柵極過電壓可在柵源之間并聯電阻或約20V的穩(wěn)壓二極管。（4） 防漏極過電流由于過載或短路都會引起過大的電流沖擊，超過IDM極限值，此時必須采用快速保護電路使用器件迅速斷開主回路。電動自行車控制器MOSFET驅動電路的設計1、概述 電動自行車具有環(huán)保節(jié)能，價格合適，無噪聲，便利等特點，因此，電動自行車成為當今社會人們主要的代步工具。與此同時，消費者和商家對整車的質量及可靠性要求也越來越高，作為整車四大

18、件之一的電動車控制器的可靠性顯得尤為重要。功率MOSFET以及相關的驅動電路的設計直接與控制器的可靠性緊密相關，尤其是在續(xù)流側方面，MOSFET的驅動電路設計不當，續(xù)流側MOSFET很容易損壞，因此本文就如何測量、分析與調整控制器的MOSFET驅動線路來提高MOSFET的可靠性作一些研究，以便能夠為設計人員在設計產品時作一些參考。 2、MOSFET開關過程及MOSFET參數模型 .1 MOSFET開通過程中的波形見圖1所示，其開通的過程可分為四個階段： 階段A、t0t1：門極電壓Vgs由0V逐漸上升至Vth，在此期間內MOSFET關閉，Vds不變，Id=0A。 階段B、t1

19、t2：門極電壓Vgs由Vth上升至平臺電壓Vp，門極電壓為Cgs充電。在此期間內MOSFET開始導通并進入飽和狀態(tài)，Vds基本保持不變，Id由0上升至Id（max）。 階段C、t2t3：門極電壓Vgs保持不變，門極電壓為Cgd充電。在此期間內MOSFET仍處于飽和狀態(tài)，Vds迅速下降，Id保持不變。 階段D、t3t4：門極電壓Vgs由Vp繼續(xù)上升，在此期間內MOSFET退出飽和狀態(tài)進入完全導通狀態(tài)。 MOSFET關斷時波形與開時再相反，在此不贅述。  2.2 MOSFET寄生參數模型如圖2所示。 由于MOSFET的結構、引線和封裝的影響，在MOSFET制作完成后，其各引腳間

20、存在PN結寄生電容和寄生電感，引腳上存在引線電感。由于源極的引線較長，Ls一般要比Ld大。右圖為簡化的MOSFET參數模型。因此，我們在實際的開關應用中應特別注意寄生電容和引線電感對開關波形的影響，特別是在負載為電感性負載時更應注意。MOSFET的輸入電容、反向傳輸電容和輸出電容分別表示如下： Ciss=Cgs+Cgd Crss=Cgd Coss=Cgd+Cds3、兩種常見的MOSFET驅動電路 3.1 由分立器件組成的驅動電路（如圖3所示），驅動電路A當HS為高電平時，Q7、Q4導通，Q6關閉，電容C4上的電壓（約14V）經過Q4、D3、R6加到Q5的柵極，使Q5導通。在導通期間，

21、Q5的源極電壓（Phase）接近電源電壓Vdc，所以電容兩端的電壓隨著Phase電壓一起浮動，電容C4亦稱為自舉電容。Q5靠C4兩端的電壓來維持導通。 B.當HS為低電平時，Q7、Q4關閉，Q6導通，為Q5的柵極提供放電回路，從而使Q5很快關閉。當Q5關閉后，由于下管的開通或負載的作用，使得Phase電壓下降接近0V，從而使C4經過+15VD2C4GND回路充電，為下一次導通做好準備。 C.當LS為低電平時，Q8、Q11導通，Q10關閉，驅動電路通過R11為下管Q9的柵極充電，使Q9導通。 D.當LS為高電平時，Q8、Q11關閉，Q10導通，為Q9的柵極提供放電回路,使Q9關斷。 E.當HS和

22、LS同時為高電平時，上管開通下管關閉。當HS和LS同時為低電平時，上管關閉下管開通。在實際應用中，為了避免上下管同時開通，HS和LS的邏輯要靠MCU或邏輯電路來保證2 半橋驅動芯片組成的驅動電路如圖4所示，工作原理如下：A當HS和LS同時為高電平時，HO有驅動電壓輸出，使Q1開通。當HS和LS同時為低電平時，LO有驅動電壓輸出，使Q2開通。 B電容C2與分立器件驅動電路里的C4作用相同，同樣為自舉電容。 C電容C1為去藕電容，為抑制功率MOSFET開關時對驅動電路浮動電源部分的干擾，一般應加上此電容。 3.3 兩種驅動線路的區(qū)別：    A兩種驅動電路在

23、開通時能提供基本相同的驅動電流驅動MOSFET開通，但在MOSFET關斷時，分立器件驅動電路因為有三極管放電，所以能提供更大的放電電流關閉MOSFET，而半橋驅動電路由于要經過柵極電阻放電，所以放電電流相對較小，導致MOSFET關閉時間過長，開關損耗相應增加。解決的辦法可以是在驅動電阻上反并聯一只二極管并增加一個放電的PNP三極管。 B分立器件驅動電路用的器件較多，可靠性相對沒有半橋芯片的驅動電路高。但前提條件是半橋驅動芯片的驅動電路要設計合理。4、MOSFET驅動線路的要求及參數的調整 4.1 門極電壓不能超過Vgs的最大值。在設計驅動線路時，應考慮驅動電源電壓和線路的抗干擾性，確

24、保MOSFET在帶感性負載且工作在開關狀態(tài)時柵極電壓不超過Vgs的最大值。 4.2 為了能夠減少MOSFET的開關損耗，驅動線路應能提供足夠大的驅動電流，使開通和關斷的時間盡可能短，同時，盡量減少門極電壓的高頻震蕩。如果要獲得同樣的RC時間常數，使用較小的驅動電阻和較大的電容可以獲得較好的驅動特性，但驅動線路的損耗同時也增加了。 圖5和圖6是實際應用中的測試波形，從圖中我們可以看出：電容的增加使得開啟的時間變長，增加了開通損耗。電容的增加，使得門極電壓的高頻震蕩減少。同時，由于米勒平臺的振蕩減小，MOSFET在米勒平臺期間的損耗也會相應4.3 延長MOSFET的開通時間可以

25、減小開通時的涌入電流。由于電機負載為感性負載，所以在PWM關斷時存在續(xù)流現象（見圖7中的I2），為了減小續(xù)流側反向恢復電流（Irr）的大小，PWM側開關管的開通速度不宜過快。由于MOSFET處于飽和區(qū)時有公式：Id=K*(Vgs-Vth)2,（K為一常數，由MOSFET的特性決定）。所以在一定的溫度和Vds條件下，從MOSFET的門極驅動電壓Vgs可以判斷MOSFET中的電流大小。圖5中Vgs峰值為9.1V，圖6中Vgs峰值為6.4V，所以增加電容使得峰值電流減小。Id也可從MOSFET的轉移特性圖中獲得。4.4 由于MOSFET的封裝電感和線路的雜散電感的存在，在MOSFET反向恢

26、復電流Irr突然關斷時，MOSFET（Q3）上的電壓Vds會出現振鈴（如圖8中CH2所示）。此振鈴的出現會導致Vds超過MOSFET的擊穿電壓從而發(fā)生雪崩現象。如果線路中出現振鈴，我們可以通過以下方法來減小振鈴：A設計線路時應考慮線路板布線：盡量縮短驅動線路與MOSFET之間的線跡長度；使大電流回路的銅箔走線盡量短且寬，必要時可以在銅箔表面加錫；合理的走線，使大電流環(huán)路的面積最小。 B如果線路雜散電感已經確定，可以通過減小PWM側的MOSFET開通速度來減小在續(xù)流側的MOSFET上的Vds振鈴，從而能夠使MOSFET上的Vds不超過最大耐壓值。 C如果以上兩種方法都不能很好地解決問題，我們可以

27、通過在相線上加snubber的方法來抑制線路的振鈴。 4.5 注意Cdv/dt產生的柵極感應電壓。 如圖7所示：在控制MOSFETQ1的導通開關期間，因為Q1的米勒效應和導通延遲的緣故，滿輸入電壓并不會立刻出現在Q3的漏極上。施加在Q3上的漏極電壓會感應出一個通過其柵漏極間米勒電容Cgd（見圖2）進行耦合的電流。該感應電流在Q3的內部柵極電阻Rg和外部柵極電阻的兩端產生一個壓降。該電壓將對Q3柵極上的柵源極間電容Cgs進行充電。Q3上的感應柵極電壓的幅度是dv/dt、Cgd、Cgs和總柵極電阻的一個函數。感應柵極電壓如圖8中的CH1所示，其值已達到2.3V。另外，由于源極引線電感的存

28、在，在Q3內的電流迅速減小時，會在Ls的兩端感應出一個極性為上負下正的電壓，如圖9所示，此時加在DIE上的電壓Vgs（die）要大于在外部引腳上測量的Vgs電壓，所以由于Ls的影響，使得MOSFET有提前導通的可能。如果下管由于感應電壓而導通，則會造成上下管穿通，如果MOSFET不能承受此穿通電流，MOSFET就會損壞。 4.5.1 防止產生Cdv/dt感應導通的方法： A選擇具有較高門限電壓的MOSFET。 B選擇具有較小米勒電容Cgd和較小Cgd/Cgs的MOSFET。 C使上橋（Q1）的開啟速度變慢，從而減小關斷時的dv/dt和di/dt，使感應電壓Cdv/dt和Lsdi/dt

29、減小。 D增加Q3的柵極電容Cgs，從而減小感應電壓。  4.5.2 保留Cdv/dt感應導通的好處Cdv/dt感應導通有一個好處：它能夠減小續(xù)流側MOSFET上的電壓尖峰和Vds振鈴（V=L×dIrr/dt；L：環(huán)路寄生電感），同時也減小了系統(tǒng)的EMI干擾。因此，在設計MOSFET驅動線路時，我們應根據實際情況來權衡驅動參數的調整，即究竟是阻止Cdv/dt感應導通以求最大限度地提升電路效率和可靠性還是采用Cdv/dt感應導通來抑制過多的寄生振鈴。5、結論 A在開始設計之前，應該全面了解所選MOSFET的參數，判斷MOSFET是否能滿足產品要求，包括MOSFET的

30、耐壓（Vgs和Vds）、最大電流等參數，確保當工作條件最惡劣時這些參數不要超過MOSFET的最大額定值。 B在線路設計階段，必須進行熱設計，以確保MOSFET工作在安全工作區(qū)。應特別注意線路板的布線，盡量減小線路雜散電感。 C在不影響可靠性的情況下盡量縮短開關時間，將開關損耗降到最低。有時為了進一步提高效率，降低溫升，還可采用同步整流。、電動車控制器的實現方式與組成部分：目前電動自行車用控制器，不管有刷無刷，普遍采用PWM調速方式。電動車控制器內部必須要有PWM發(fā)生器電路，還要有電源電路，功率器件，功率器件驅動電路，控制器件驅動電路，控制部件（轉把、閘把、電機霍耳等）信號采集單元與處理電路，過

31、流與欠壓等保護電路。 2、影響電動車控制器可靠性的因素：控制器的失效，從表現形式來看，一般有以下幾種： 1）、功率器件損壞； 2）、電動自行車電機技術控制器內部供電電源損壞； 3）、電動車控制器工作時斷時續(xù)； 4）、連接線磨損及接插件接觸不良或脫落引起控制信號丟失。針對以上失效形式的起因分析如下： A、功率器件的損壞，一般有以下幾種可能：電動自行車電機技術電機損壞引起的；功率器件本身的質量差或選用等級不夠引起的；器件安裝或振動松動引起的；電機過載引起的；功率器件驅動電路損壞或參數設計不合理引起的。B、控制器內部電源的損壞，一般有以下幾種可能：控制器內部電路短路；外圍控制部件

32、短路；外部引線短路。C、電動自行車電機技術控制器工作起來時斷時續(xù)，一般有以下幾種可能：器件本身在高溫或低溫環(huán)境下參數漂移；控制器總體設計功耗大導致某些器件局部溫度過高而使器件本身進入保護狀態(tài)；接觸不良。D、連接線磨損及接插件接觸不良或脫落，一般有以下幾種可能：線材選擇不合理；對線材的保護不完備；接插件的選型不好；線束與接插件的壓接不牢。3、提高控制器的可靠性的方案：了解電動車控制系統(tǒng)可能發(fā)生故障點以后，有針對性的可靠性設計就有了目標。A、首先是功率器件的型號，品牌，產地與供應商的選擇，然后對功率器件的篩選，以上兩點是提高功率器件可靠性前提。在此基礎上，對功率器件安裝工藝的設計和對功率器件驅動電

33、路的設計才有意義。對無刷電機控制器而言，一般上三路功率管的驅動比較復雜，目前大多數廠家采用專用驅動芯片驅動。專用驅動芯片的不足之處是價格較高，內部的變電路采用了有源電路，轉換效率偏低，其主要的應用場合是在周圍電路完全沒有交流電存在情況下，利用其內部電路完成變頻、升壓與整流。B、對于電動自行車電機技術控制器的內部電源，為了防止電動車控制器內部或外部短路對電源的損壞，同時也是出于對電動自行車電機技術電源自身的保護，可以把電源設計成獨立供電方式，這樣既可以防止局部電路（轉把，閘把、電機傳感器等）發(fā)生短路而燒壞控制器，又可以防止電源電壓異常升高而擊穿外部器件?；谝陨峡紤]，可以采用DCDC模塊的負載能

34、力強，自身的功率損耗相當低（不到0.1W），這在提高控制器的整體效率，降低控制器的運行溫度方面有著線形穩(wěn)壓器無可比擬的優(yōu)點。C、要克服電動車控制器對溫度的敏感，第一是選擇溫度系數好的元器件，第二是從設計上降低各模塊電路的功率消耗，第三是盡量減少無用功消耗，第四是充分考慮到控制器的散熱。如果采用無功率消耗的功率管驅動方案，加上高效率的DCDC電源模塊，可以將控制器工作電流降低到30mA以下。在這里需要解釋一下的是，在電動車控制器里，用于采樣電流信號的阻值大功率電阻器件屬于控制的功率器件之一，電流采樣電阻的功率消耗屬于無用消耗，應該算控制器功率損耗的一部分，要減小控制器的功耗，降低控制器的運行溫度

35、，可以利用電機的轉整與電機電流的絕對對應關系，通過檢測電動自行車電機技術電機轉動轉速來檢測電機電流，從而達到控制電流的目的。D、由于電動車電氣系統(tǒng)信號的傳輸是用連接線束來完成的，出于提高電動車整車的可靠性和提高控制器本身的可靠性出發(fā)，對電動車連接線束與接插件的要求是：邊接可靠，防水，防塵，抗震，防氧化，防磨損?；谝陨弦?，電動車邊接線束與接插件要有完備的防護套，接插件一定要達到汽車級的接插要求，因為電動車的使用環(huán)境從某種意義上講，比汽車的使用環(huán)境還要惡劣。4、對于無刷電機控制器，由于輸入控制變量與控制器使用功率器件比較多，控制器可以利用各種輸入信號對控制系統(tǒng)完成相當完善的與想當靈活的保護，這

36、些保護功能可以有：過流保護、減流保護、低電流過載保護，電機換相信號錯誤保護以及在沒有過流的情況下電機堵轉直接保護等。電動車無刷控制器通過直接讀取各種控制信號，進行實時處理或保護，這種方法就可以大大提高無刷控制器的設計可靠性。電動自行車用電機控制器原理與維修（A）電動車用電機控制器近年來的發(fā)展速度之快，使人難以想象，操作上越來越“傻瓜”化，而顯示則越來越復雜化。比如，電動車車速的控制已經發(fā)展到“巡航鎖定”；驅動方面，有的同時具有電動性能和助力功能，如果轉換到助力狀態(tài)，借助鏈條張力測力器，或中軸扭力傳感器，只要用腳踏動腳蹬，便可執(zhí)行助力或確定助力的大小。這期本刊開始給您講述控制器的知識，讓您對控制

37、器有一個更全面的了解。 一、電動車控制器與保護功能 （一）控制器簡介 簡略地講控制器是由周邊器件和主芯片（或單片機）組成。周邊器件是一些功能器件，如執(zhí)行、采樣等，它們是電阻、傳感器、橋式開關電路，以及輔助單片機或專用集成電路完成控制過程的器件；單片機也稱微控制器，是在一塊集成片上把存貯器、有變換信號語言的譯碼器、鋸齒波發(fā)生器和脈寬調制功能電路以及能使開關電路功率管導通或截止、通過方波控制功率管的的導通時間以控制電機轉速的驅動電路、輸入輸出端口等集成在一起，而構成的計算機片。這就是電動自行車的智能控制器。它是以“傻瓜”面目出現的高技術產品。 控制器的設計品質、特性、所采用的微處理器的功能、功率開

38、關器件電路及周邊器件布局等，直接關系到整車的性能和運行狀態(tài)，也影響控制器本身性能和效率。不同品質的控制器，用在同一輛車上，配用同一組相同充放電狀態(tài)的電池，有時也會在續(xù)駛能力上顯示出較大差別。 （二）控制器的型式 目前，電動自行車所采用的控制器電路原理基本相同或接近。 電動車有刷和無刷直流電機大都采用脈寬調制的PWM控制方法調速，只是選用驅動電路、集成電路、開關電路功率晶體管和某些相關功能上的差別。元器件和電路上的差異，構成了控制器性能上的不大相同?？刂破鲝慕Y構上分兩種，我們把它稱為分離式和整體式。 1、分離式 所謂分離，是指控制器主體和顯示部分分離（圖4-22、圖4-23）。后者安裝

39、在車把上，控制器主體則隱藏在車體包廂或電動箱內，不露在外面。這種方式使控制器與電源、電機間連線距離縮短，車體外觀顯得簡潔。 2、一體式 控制部分與顯示部分合為一體，裝在一個精致的專用塑料盒子里。盒子安裝在車把的正中，盒子的面板上開有數量不等的小孔，孔徑45mm，外敷透明防水膜?？變认鄳恢迷O有發(fā)光二極管以指示車速、電源和電池剩余電量。 （三）控制器的保護功能 保護功能是對控制器中換相功率管、電源免過放電，以及電動機在運行中，因某種故障或誤操作而導致的可能引起的損傷等故障出現時，電路根據反饋信號采取的保護措施。電動自行車基本的保護功能和擴展功能如下： 1、制動斷電 電動自行車

40、車把上兩個鉗形制動手把均安裝有接點開關。當制動時，開關被推押閉合或被斷開，而改變了原來的開關狀態(tài)。這個變化形成信號傳送到控制電路中，電路根據預設程序發(fā)出指令，立即切斷基極驅動電流，使功率截止，停止供電。因而，既保護了功率管本身，又保護了電動機，也防止了電源的浪費。 2、欠壓保護 這里指的是電源的電壓。當放電最后階段，在負載狀態(tài)下，電源電壓已經接近“放電終止電壓”，控制器面板（或儀表顯示盤）即顯示電量不足，引起騎行者的注意，計劃自己的行程。當電源電壓已經達到放終時，電壓取樣電阻將分流信息饋入比較器，保護電路即按預先設定的程序發(fā)出指令，切斷電流以保護電子器件和電源。 3、過流保護

41、0;電流超限對電機和電路一系列元器件都可能造成損傷，甚至燒毀，這是絕對應當避免的?？刂齐娐分校仨毦邆溥@種過電流的保護功能，在過流時經過一定的延時即切斷電流。 4、過載保護 過載保護和過電流保護是相同的，載重超限必然引起電流超限。電動自行車說明書上都特別注明載重能力，但有的騎行者或未注意這一點，或抱著試一下的心理故意超載。如果沒有這種保護功能，不一定在哪個環(huán)節(jié)上引起損傷，但首當其沖的就是開關功率管，只要無刷控制器功率管燒毀一只，變成兩相供電后電動機運轉即變得無力，騎行者立即可以感覺到脈動異常；若繼續(xù)騎行，接著就燒毀第2個、第3個功率管。有兩相功率管不工作，電動機即停止運行，有刷電機則

42、失去控制功能。因此，由過載引起的過電流是很危險的。但只要有過電流保護，載重超限后電路自動切斷電源，因超載而引起的一系列后果都可以避免。 5、欠速保護 仍然屬于過流保護范疇，是為不具備0速起步功能的無刷控制系統(tǒng)而設置， 6、限速保護 是助力型電動自行車獨有的設計控制程序。車速超過某一預定值時，電路停止供電不予助力。對電動型電動自行車而言，統(tǒng)一規(guī)定車速為20km/h，車用電動機在設計時，額定轉速就已經設定好了，控制電路也已經設好。電動自行車只能在不超過這個速度狀態(tài)下運行。 控制器的位置不會影響到性能，主要視設計者的意圖。 但有幾項原則： （1）在運行操作允許時； （2）在整體布

43、置允許時； （3）在線路布設要求時； （4）在配套設施要求時電動自行車控制器系統(tǒng)構架及其發(fā)展趨勢本文介紹了通用電動自行車控制器系統(tǒng)構架和基本的工作原理。同時本文從功率MOSFET管驅動、電流檢測、PCB設計和整機的防護四個方面詳細的探討了進一步提高電動自行車控制器的可靠性的設計方法及其注意的細節(jié)。最后，給出了電動車控制器的電源電池，集成的功率元件模塊的發(fā)展趨勢。 關鍵詞：電動自行車 控制器 驅動 電流檢測電動自行車具有環(huán)保節(jié)能，價格合適，無噪聲，便利等特點，因此獲得越來越廣泛的應用。常用的電動自行車通過控制器驅動電動車無刷直流電機，因此整個控制器的設計對于電動自行

44、車性能及可靠性具有極其重要的作用。然而，目前，從應用的情況來看，控制器的返修率仍然較高。本文主要探討在控制器的設計過程中被電子工程師所忽略的技術問題，如電動車控制器的功率元件驅動、電流檢測延時響應等，從而為電動自行車控制器的設計工程師提供一些參考，在最大的程度上提高系統(tǒng)的可靠性，降低故障率。1、電動自行車控制器系統(tǒng)構架 1.1 系統(tǒng)結構 無刷直流電機具有高轉矩、長壽命和低噪聲的特點，因此在電動自行車中獲得廣泛的應用。無刷直流電機控制要比有刷直流電機控制復雜，無刷直流電機控制器的主功率電路結構如圖1所示。在圖1中，Q1和Q2構成無刷直流電機A相繞組的橋臂，Q3和Q4構成無刷直流電機B相

45、繞組的橋臂，Q5和Q6構成無刷直流電機C相繞組的橋臂。對于每個橋臂的工作模式如下： 模式1：Q1、Q4導通，電流從電池正極流經Q1、A相繞組、B相繞組、Q4和電流檢測電阻，然后回到電池負極。 模式2：Q1關斷，Q4仍然導通，由于電流繞組為感性負載，其電流不能突變，電感電流將維持原來的方向不變，因此，A相下橋臂的功率MOSFET管Q2體內寄生的二極管導通續(xù)流。 模式3：控制器換相Q5導通，A相繞組承受負電壓去磁，A相繞組的電流即Q2的電流下降到0，完成A相的換相。 如果上橋臂的功率MOSFET管關斷時，下橋臂的功率MOSFET管不導通，完全依靠其體內寄生的二極管導通續(xù)流，這種控制方法為非同步整流

46、控制；如果上橋臂的功率MOSFET管關斷時，下橋臂的功率MOSFET管經過一定的延時即后導通，這種控制方法為同步整流控制。同步整流控制時，下橋臂由功率MOSFET管導通續(xù)流，因此提高了系統(tǒng)的效率。 對于非同步整流控制，常用的控制IC為MC33035。對于同步整流控制，常用的控制MCU為PIC16F72，Cypress CY8C以及凌陽的單片機。同步整流控制具有高的效率，應用更為廣泛。 1.2 功率MOSFET管的驅動電路 目前無刷直流電機控制器的功率MOSFET管的驅動電路有兩種方案：集成的驅動IC和由分離的元件即PNP三極管、NPN三極管、電阻電容和邏輯電路組成的驅動電路

47、。使用集成的驅動IC時，驅動電路設計相對的簡單，系統(tǒng)可靠性高，結構緊湊，但成本高。使用分離的元件的驅動電路，系統(tǒng)設計和調試復雜要復雜一些，由于分離的元件參數的分散性，驅動電路很難做到優(yōu)化的設計。 當系統(tǒng)使用不同的功率MOSFET管時，驅動電路的相關參數必須進行適當的調整，在功率MOSFET管開通時，以得到合適的門極電壓隨時間上升的斜率，即dVgs/dt，從而在功率MOSFET管的開通功耗和VDS電壓尖峰之間取得一定的在圖1中，Rs為電流檢測電阻，Rs上的電流檢測電壓VRS送到圖2所示的電流檢測電路；電流檢測電路為運放LM358組成的同相放大器。同相放大器有較高的共模抑制比CMRR，可以抑制來自

48、接地的電流檢測電阻的共模噪聲。電阻R4和電容C1組成RC濾波電路，抑制電流檢測信號的共差噪聲。2、電動自行車控制器設計中存在的問題 2.1 功率MOSFET管驅動 在圖1中，功率MOSFET管為AOS的AOT430，從其數據表可以看出，其門極和源極的電容以及門極和漏極的電容與其它公司不同，因此針對其應用，驅動電路的設計要考慮到這些參數的影響。通常在電動自行車的應用中，通過調整門極串聯電阻和門極和源極的并聯電容的值來調整MOSFET的開通速度。門極串聯電阻和門極和源極的并聯電容值越大，開關的速度越慢。只有選取合適的驅動電路的參數以及一個橋臂上下管導通的間隔，在同步整流控制方式上，就可以

49、很好的控制開關管在關斷時DS上的電壓尖峰，同時保證MOSFET的開關損耗在其所承受的額定值之內。加大門極串聯電阻以及加大門極和源極的并聯電容的值可以降低MOSFET開通的速度，但也增加了其在電阻區(qū)的時間，從而增加了開通損耗。 2.2 電流檢測 通常電動車控制器發(fā)生故障是主功率MOSFET管的損壞，有時是一個橋臂的單個功率管燒壞，有時是整個橋臂的兩個功率MOSFET管同時燒壞。在起動以及堵轉的條件下，功率MOSFET管燒壞的幾率較大。在同步整流控制方式中，在起動過程中，由于CPU進行初始化需要一定的時間，CPU輸出的驅動信號的穩(wěn)定也需要一定的時間，那么在起動中就可能產生驅動的信號邏輯關

50、系不穩(wěn)定或混亂的現象，從而導致一個橋臂上下管直通，而此時由于電流檢測電路的信號送到CPU時，CPU還來不及處理，從而損壞功率MOSFET。最好采用一定的上電時序電路，使CPU先上電，穩(wěn)定后才加功率電源。 堵轉是電動自行車最惡劣的工作狀態(tài)，此時也會發(fā)生一個橋臂上下管的直通。在實際應用的過程中，盡管采用了由LM385組成的電流檢測電路，但是MOSFET仍然產生燒壞的現象，這表明電流檢測電路沒有可靠的工作。電流檢測電阻采用一定長度的康銅絲，考慮限流值的范圍，設計時電流檢測電阻必須以最大的限流值作為參考。另外電阻的精度也會影響電流檢測的精確度。電流取樣信號必須直接引自取樣電阻的兩端，以免影響電流檢測的

51、精度。另外檢測電阻兩個管腳的焊錫也會影響取樣電阻的電阻值，從而也會影響取樣電流的精度電流的取樣精度是系統(tǒng)進行可靠的電流保護的前提。在排除以上問題的前提下，還有一個十分重要的參數影響電流的取樣精度。在圖1中，使用了一個RC的濾波器濾除干擾噪聲，但這個RC的濾波器會對電流的取樣信號帶來延時，RC的值越大，延時也就越大，信號幅值的誤差也越大。LM358對輸入信號有一定的帶寬限制，放大倍數越大，信號的帶寬越窄。另外，CPU在接收到過流信號時，從響應中斷到處理完中斷，到最后關斷輸出脈沖也需要一定的時間，那么這樣參數的細節(jié)不經過仔細的考慮，在上下橋臂直通后短路，電流隨時間迅速增大，電流檢測電阻的電壓信號也隨時間迅速增加，當CPU檢測到過流信號后輸出保護關斷脈沖前，各種延時使上下橋臂直通產生的電流遠遠大于實際設定的過流保護點，從而燒壞MOSFET管。尤其是在溫度升高時，LM358的帶寬進一步的降低，影響過流保護的響應時間。 由此可證：減小RC值，提高CPU的工作頻率，使用高GBP的運算放大器或使用工業(yè)級的運放LM258，可以提高過流響應的時間