開關(guān)電源EMI濾波器原理與設(shè)計研究

1、歡迎訪問Freekaoyan論文站開關(guān)電源EMI濾波器原理與設(shè)計研究歡迎訪問Freekaoyan論文站    歡迎訪問Freekaoyan論文站    摘要：在 圖1    濾波器設(shè)計等效電路 表1    幾種濾波器模型及傳遞函數(shù) 1.2    EMI濾波器等效電路     傳導(dǎo)型EMI噪聲包含共模（CM）噪聲和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在于所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產(chǎn)生來

2、源被認(rèn)為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流以及電磁場耦合等；差模噪聲存在于交流相線(L、N)之間，產(chǎn)生來源是脈動電流，開關(guān)器件的振鈴電流以及二極管的反向恢復(fù)特性。這兩種模式的傳導(dǎo)噪聲來源不同，傳導(dǎo)途徑也不同，因而共模濾波器和差模濾波器應(yīng)當(dāng)分別設(shè)計。     顯然，針對兩種不同模式的傳導(dǎo)噪聲，將其分離并分別測量出實(shí)際水平是十分必要的，這將有利于確定那種模式的噪聲占主要部分，并相應(yīng)地體現(xiàn)在對應(yīng)的濾波器設(shè)計過程中，實(shí)現(xiàn)參數(shù)優(yōu)化。在文獻(xiàn)6和7中，提供了兩種用于區(qū)分共模和差模噪聲的噪聲分離器，他們能有選擇地對共模或差模噪聲至少衰減50dB，因而可有效地測量出共模和差模成分。分離器

3、的原理和使用超出了本文的討論范圍，詳細(xì)內(nèi)容可見參考文獻(xiàn)6和7。     以一種常用的濾波器拓?fù)鋱D2(a)為例，分別對共模、差模噪聲濾波器等效電路進(jìn)行分析。圖2(b)及圖2(c)分別代表濾波器共模衰減和差模衰減等效電路。分析電路可知，Cx1和Cx2只用于抑制差模噪聲，理想的共模扼流電感LC只用于抑制共模噪聲。但是，由于實(shí)際的LC繞制的不對稱，在兩組LC之間存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪聲。Cy即可抑制共模干擾、又可抑制差模噪聲，只是由于差模抑制電容Cx2遠(yuǎn)大于Cy，Cy對差模抑制可忽略不計。同樣，LD既可抑制共模干擾、又可抑制差模干擾，但LD遠(yuǎn)小于LC，因而對共模

4、噪聲抑制作用也相對很小。 （a）常用的濾波器拓?fù)?（b）共模衰減等效電路 （c）差模衰減等效電路 圖2    一種常用的濾波器拓?fù)?    由表1和圖2可以推出，對于共模等效電路，濾波器模型為一個二階LC型低通濾波器，將等效共模電感記為LCM，等效共模電容記為CCM，則有     LCM=LCLD（1）     CCM=2Cy（2）     對于差模等效電路，濾波器模型為一個三階CLC型低通濾波器,將等效差模電感記為LDM，等效差模電容記為CDM

5、（令Cx1=Cx2且認(rèn)為Cy/2<<Cx2），則有     LDM=2LDLg（3）     CDM=Cx1=Cx2（4）     LC型濾波器截止頻率計算公式為     fR,CM=（5）     將式（1）及式（2）代入式（5），則有     fR,CM=（LC>>LD）（6）     CLC型濾波器截止頻率計算公式為     f

6、R,DM=（7）     將式（3）及式（4）代入式（7），則有     fR,DM=（8）     在噪聲源阻抗和電網(wǎng)阻抗均確定，且相互匹配的情況下，EMI濾波器對共模和差模噪聲的抑制作用，如圖3所示。 圖3    濾波器差模與共模衰減 2    設(shè)計EMI濾波器的實(shí)際方法 2.1    設(shè)計中的幾點(diǎn)考慮     EMI濾波器的效果不但依賴于其自身，還與噪聲源阻抗及電網(wǎng)阻抗有關(guān)。電網(wǎng)阻

7、抗Zsink通常利用靜態(tài)阻抗補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(LISN)來校正，接在濾波器與電網(wǎng)之間，包括電感、電容和一個50電阻，從而保證電網(wǎng)阻抗可由已知標(biāo)準(zhǔn)求出。而EMI源阻抗則取決于不同的變換器拓?fù)湫问健?    以典型的反激式> （a）典型反激式 （b）共模噪聲源等效電路（c）差模噪聲源等效電路 圖4    典型反激式> 圖5    電源輸入端電壓、電流波形     在前述設(shè)計過程中，EMI濾波器元件（電感、電容）均被看作是理想的。然而由于實(shí)際元件存在寄生參數(shù)，比如電容的寄生電感

8、，電感間的寄生電容，以及PCB板布線存在的寄生參數(shù)，實(shí)際的高頻特性往往與理想元件仿真有較大的差異。這涉及到EMC高頻建模等諸多問題，模型的參數(shù)往往較難確定，所以，本文僅考慮EMI濾波器的低頻抑制特性，而高頻建?？蓞⒖次墨I(xiàn)8等。故ZS及ZP取值與這些寄生電容、電感以及整流橋等效電容等寄生參數(shù)有關(guān)，直接采用根據(jù)電路拓?fù)浼皡?shù)建模的方案求解源阻抗難以實(shí)現(xiàn)，因而，在設(shè)計中往往采用實(shí)際測量Zsource。 2.2    實(shí)際設(shè)計步驟     EMI濾波器設(shè)計往往要求在實(shí)現(xiàn)抑制噪聲的同時，自身體積要盡可能小，成本要盡可能低廉。同時，濾波效果也取決

9、于實(shí)際的噪聲水平的高低，分析共模和差模噪聲的干擾權(quán)重，為此，在設(shè)計前要求確定以下參量，以實(shí)現(xiàn)設(shè)計的優(yōu)化。     1）測量干擾源等效阻抗Zsource和電網(wǎng)等效阻抗。實(shí)際過程中往往是依靠理論和經(jīng)驗的指導(dǎo)，先作出電源的PCB板，這是因為共模、差模的噪聲源和干擾途徑互不相同，電路板走線的微小差異都可能導(dǎo)致很大EME變化。     2）測量出未加濾波器前的干擾噪聲頻譜，并利用噪聲分離器將共模噪聲VMEASUREE,CM和差模噪聲Vmeasure,CM分離，做出相應(yīng)的干擾頻譜。     接著就可以進(jìn)行實(shí)際的設(shè)計了

10、，仍以本文中提出的濾波器模型為例，步驟如下。     （1）依照式（9）計算濾波器所需要的共模、差模衰減，并做出曲線Vmeasure，CMf和Vmeasure，DMf，其中Vmeasure，CM和Vmeasure，DM已經(jīng)測得，Vstandard，CM和Vstandard，DM可參照傳導(dǎo)EMI干擾國標(biāo)設(shè)定。加上3dB的原因在于用噪音分離器的測量值比實(shí)際值要大3dB。     (Vreq,CM)dB=(Vmeasure,CM)(Vstandard,CM)3dB     (Vreq,DM)dB=(Vmeasu

11、re,DM)(Vstandard,DM)3dB（9）     （2）由圖3可知，斜率分別為40dB/dec和60dB/dec的兩條斜線與頻率軸的交點(diǎn)即為fR,CM和fR，DM。作Vmeasure，CMf和Vmeasure，DMf的切線，切線斜率分別為40dB/dec和60dB/dec，比較可知，只要測量他們與頻率軸的交點(diǎn)，即可得出fR,CM和fR，DM，圖6所示為其示意圖。 （a）實(shí)線為共模目標(biāo)衰減；虛線為斜率為40dB/dec切線 （b）實(shí)線為差模目標(biāo)衰減；虛線為斜率為60dB/dec切線 圖6    fR,DM與fR,CM的確定

12、    （3）濾波器元件參數(shù)設(shè)計     共模參數(shù)的選取    Cy接在相線和大地之間，該電容器容量過大將會造成漏電流過大，安全性降低。對漏電流要求越小越好，安全標(biāo)準(zhǔn)通常為幾百A到幾mA。     EMI對地漏電流Iy計算公式為     Iy=2fCVc（10） 式中：f為電網(wǎng)頻率。     在本例中，Vc是電容Cy上的壓降，f=50Hz，C=2Cy，Vc=220/2=110V，則    

13、; Cy=（11） 若設(shè)定對地漏電流為0.15mA，可求得Cy2200pF。將Cy代入步驟（2）中求得fR,CM值，再將fR,CM代入式（6）中可得     Lc=（12）     差模參數(shù)選取    由式（8）可知，Cx1，Cx2，以及LD的選取沒有唯一解，允許設(shè)計者有一定的自由度。     由圖2可知，共模電感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪聲，有時為了簡化濾波器，也可以省去LD。經(jīng)驗表明，漏感Lg量值多為Lc量值的0.52。Lg可實(shí)測獲得。此時，相應(yīng)地Cx1、Ccx2值要更大。 3    結(jié)語     本文的論述是基于低通濾波器的低頻模型分析。由于實(shí)際元件寄生參數(shù)的影響，尤其在高頻段更加顯著，因而往往需要在第一次確定參數(shù)之后反復(fù)修正參數(shù)，以及使用低ESR和ESL的電容，優(yōu)化繞制磁芯的材料和工藝，逐步逼近要求的技術(shù)指標(biāo)。     由于只涉及到單級濾波器的設(shè)計，如LC型濾波器衰減程度只有4